1前言

國(guó)外某公司利用一種新的高壓變頻技術(shù),，生產(chǎn)出功率為315kW～10000kW的完美無(wú)諧波高壓變頻器（PERFECTHARMONY）,，無(wú)需附加輸出變壓器實(shí)現(xiàn)了直接3kV或6kV高壓輸出；首家在高壓變頻器中采用了先進(jìn)的IGBT開(kāi)關(guān)器件,；達(dá)到了完美的輸入輸出波形,，無(wú)需附加任何濾波器就可以滿足各國(guó)供電部門(mén)對(duì)諧波的嚴(yán)格要求；輸入功率因數(shù)達(dá)到095以上,；總體效率（包括輸入隔離變壓在內(nèi)）高達(dá)97％,。達(dá)到這樣高指標(biāo)的原因是因?yàn)椴捎昧巳?xiàng)新的高壓變頻技術(shù)：一是在輸出逆變器部分采用了具有獨(dú)立電源單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加；二是在輸入整流部分采用了多相多重疊加整流技術(shù),；三是在結(jié)構(gòu)上采用了功率單元模塊化技術(shù),。

2單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加

單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加法，是通過(guò)N個(gè)具有獨(dú)立直流電源的單相橋式SPWM逆變器直接串聯(lián)的方式級(jí)聯(lián)而成的,，這是專(zhuān)為高壓大功率逆變器使用的一種串聯(lián)疊加法,。此法是用N個(gè)依次移開(kāi)2π/N相位角的載波三角波，與同一個(gè)正弦調(diào)制波進(jìn)行比較產(chǎn)生出N組控制信號(hào),，用這N組控制信號(hào)（N組信號(hào)依次相差2π/N相位角）去依次控制N個(gè)具有獨(dú)立直流電源的單相橋式SPWM逆變器,，使每一個(gè)單相橋式逆變器輸出相同的基波電壓，然后將N個(gè)單相橋式逆變器的輸出電壓串聯(lián)起來(lái),，就可以得到多電平SPWM無(wú)諧波電壓輸出,，這種串聯(lián)不存在均壓?jiǎn)栴}。

21兩個(gè)單相橋式SPWM逆變器的串聯(lián)疊加

現(xiàn)個(gè)具有獨(dú)立直流電源單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加電路如圖1所示,。由于N=2,，所以載波三角波的移相角α==π(=180°)。對(duì)于三相輸出逆變器來(lái)說(shuō),，其A相電路由兩個(gè)單相橋式SPWM逆變器A1和A2串聯(lián)組成,。A1的載波三角波的移相角α=0；A2的載波三角波的移相角α=(=180°),。A1和A2的載波三角波用同一個(gè)A相的正弦波進(jìn)行調(diào)制,。這樣就可以得到A1的輸出電壓up1、A2的輸出電壓up2,。up1和up2具有相同的基波電壓,。A1和A2串聯(lián)后的輸出電壓uA=up1＋up2就是輸出為正弦波的無(wú)諧波電壓、其波形如圖2所示,。

圖1兩個(gè)單相橋式SPWM逆變器的串聯(lián)疊加

圖2A1及A2串聯(lián)疊加后的波形

為了求出單相橋式SPWM逆變器A1,、A2的輸出電壓up1,、up2的SPWM波形，必須先求出SPWM波形中各脈沖前,、后沿a,、b點(diǎn)的座標(biāo)，為此先列出載波三角波的方程式：

對(duì)于單相逆變器A1α=0

（1）

對(duì)于單相逆變器A2α=180°（2）

K=0,，±1,，±2…

調(diào)制波的方程式為：us(t)=Ussinωst（3）假定載波比，調(diào)制比,。

對(duì)于單相逆變器A2的輸出電壓up2的波形,，

在采樣點(diǎn)a：Ussinωst=－

令ωst=Y；ωct=X,，

則X=2πK＋π－α－πMsinY

在采樣點(diǎn)b：X=2πK＋π－α＋πMsinY

從圖2中A2的up2波形可知：X=ωct在2πK＋α到2π(K＋1)＋α區(qū)間內(nèi),，在a、b點(diǎn)之間得到up2的正脈沖,，故可以得到up2的SPWM波的時(shí)間函數(shù)式為：up2(X,，Y)=(4)Y=X

函數(shù)up2(X，Y)可以用雙重付里葉級(jí)數(shù)表示：up2(X,，Y)=Aoo＋(AoncosnY＋BonsinnY)＋(AmocosmX＋BmosinmY)＋{Amncos(mX＋nY)＋Bmnsin(mX＋nY)}

式中：Amn＋jBmn=up2(X,，Y)

將式（4）代入上式得：Amn＋jBmn==

由貝塞爾函數(shù)得：所以：Amn＋jBmn=

·〔〕=j(5)

當(dāng)n為零或偶數(shù)時(shí)，=0,，Amn＋jBmn=0,，

當(dāng)n為奇數(shù)時(shí),，=2所以：Amn＋jBmn=jJn(mMπ)

·〔cosm(π－α)＋jsinm(π－α)〕Amn=－Jn(mMπ)sinm(π－α),；Bmn=Jn(mMπ)cosm(π－α)當(dāng)m=0時(shí)=1Aon＋Bon=up2(X，Y)

因?yàn)閡p2(X,，Y)是奇函數(shù),，故得：

Aon=0Bon=up2(X，Y)=

當(dāng)n=1時(shí),，Bo1=ME,；當(dāng)n≠1時(shí)，Bon=0

故得up2的SPWM波形的雙重付里葉級(jí)數(shù)式為：up2(t)=MEsinωst＋cosm(π－α)·sin〔(mF＋n)ωst〕－sinm(π－α)

·cos〔(mF＋n)ωst〕(6)

由于A1的載波三角波的α=0,；由于A2的載波三角波的α=π,，A1和A2用的又是同一個(gè)正弦調(diào)制波，所以由式（6）可得：up1（t）=MEsinωst＋cosm(π－0)·sin〔(mF＋n)ωst〕－sinm(π－0)

cos〔(mF＋n)ωst〕(7)up2（t）=MEsinωst＋cosm(π－π)·sin〔(mF＋n)ωst〕－sinm(π－π)

·cos〔(mF＋n)ωst〕(8)

由于up1（t）和up2（t）的基波電壓相同,；同時(shí)又有sinm(π－0)＋sinm(π－π)=0,。對(duì)于cosm(π－0)＋coom(π－π)：當(dāng)m等于偶數(shù)時(shí)等于2；當(dāng)m為奇數(shù)時(shí)等于零,，所以式（7）和式（8）相加得到的uA的雙重付里葉級(jí)數(shù)式為：uA=up1（t）＋up2（t）=2MEsinωst＋sin〔(mF＋n)ωst〕(9)

由式（9）可知：N=2的串聯(lián)疊加在逆變器A相輸出電壓中得到的是五電平電壓輸出,。在uA中不再包含2F±1次以下的諧波,，僅包含2F±1以上的諧波。uA=up1（t）＋up2（t）的波形如圖2所示,。

22N個(gè)單相橋式SPWM逆變器的串聯(lián)疊加

當(dāng)N取等于或大于2的任一自然數(shù)時(shí),，都可以利用上述直接串聯(lián)疊加的方法，其電路如圖3所示,，以消除SPWM波形中小于NF±1的諧波成分,。其載波三角波的移相角依次移開(kāi)2π/N。對(duì)于A相,，單相逆變器A1的α=0,，A2的α=2π/N，A3的α=·(3－1)…AN的α=·（N－1）,，A1～AN用同一個(gè)A相正弦波作調(diào)制波,，得到A1～AN的輸出電壓up1(t)～upN(t)：up1(t)=MEsinωst＋cosm(π－0)·sin〔(mF＋n)ωst〕－sinm(π－0)

·cos〔(mF＋n)ωst〕(10)up2(t)=MEsinωst＋cosm(π－)·sin〔(mF＋n)ωst〕－sinm(π－)

cosm(π－G)

圖3N個(gè)獨(dú)立電源直接串聯(lián)疊加

·cos〔(mF＋n)ωst〕(11)

……upN(t)=MEsinωst＋cosm〔π－〕·sin〔(mF＋n)ωst〕－sin〔π－〕

cos〔(mF＋n)ωst〕(12)由于up1(t)～upN(t)具有相同的基波電壓，同時(shí)sinm(π－0)＋sinm(π－)＋…sinm〔π－〕=0,；對(duì)于cosm(π－0)＋cosm(π－)＋…＋cosm〔π－〕=cosm(π－G)的值,，它與N和m的值如表1所示。表1cosm(π－G)與N,、m的關(guān)系

即：cosm(π－G)=±N（m等于奇數(shù)時(shí)取負(fù)號(hào),，m等于偶數(shù)時(shí)取正號(hào)）

所以：A相的輸出電壓uA等于：

uA=up1(t)＋up2(t)＋…＋upN(t)=NMEsinωst±sin〔(mF＋n)ωst〕(13)

例如N=5時(shí)：u5=5MEsinωst－sin〔(mF＋n)ωst〕(14)

當(dāng)N=5時(shí)串聯(lián)疊加后在A相輸出電壓中將得到11電平電壓輸出，在uA中將不再包含5F±1以下的諧波,，而只包含5F±1以上的諧波,，其波形如圖4所示。

由式（13）可知：采用N個(gè)具有獨(dú)立電源的單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加后,，在A相輸出電壓中將得到（2N＋1）個(gè)電平的電壓輸出,，在uA的雙重付里葉級(jí)數(shù)中可以消除NF±1次以下的諧波，,。例如當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率fs=6000Hz,，載波比F==120，N=5時(shí),，在A相輸出電壓的付里葉級(jí)數(shù)式中,，將可以消除5×120±1=600±1次以下的諧波，故稱(chēng)作無(wú)諧波（Harmony）逆變器（意即無(wú)低次諧波）,。

n=±1,±3

n=±1,±3

圖4當(dāng)N=5時(shí)串聯(lián)疊加的輸出電壓波形

圖518相三重疊加整流電路

3多相多重疊加整流

完美無(wú)諧波高壓變頻器的輸入整流器部分主要采用的是18相三重疊加整流方式,，和30相五重疊加整流方式。

3118相三重疊加整流18相三重疊加整流電路與波形圖如圖5所示,。輸入變壓器采用Y/ΔΔΔ接線的18相整流電路,，輸入變壓器的三組次級(jí)繞組依次滯后=20°相位角，并各向一個(gè)三相橋式整流器供電,、三個(gè)三相橋式整流器單獨(dú)輸出,，輸出直流電流為Id,。變壓器的初級(jí)輸入電流ia=＋＋，,、和為與三個(gè)次級(jí)繞組相對(duì)應(yīng)的初級(jí)供電電流,。經(jīng)過(guò)、和三重疊加后的初級(jí)電流ia變成了十梯級(jí)等階寬階梯波,，因此可以用Biriger公式來(lái)計(jì)算ia的基波與各次諧波的幅值：式中：n為諧波幅值：n＊=n()為相應(yīng)于n的諧波次數(shù),；

δi為在ti點(diǎn)的跳躍值，n=1,2,3…m,；

T為函數(shù)重復(fù)周期,。

用Biriger公式對(duì)ia的十梯級(jí)等階寬階梯的基波與各次諧波幅值進(jìn)行計(jì)算可得

Imn=〔〕=()〔〕(15)

用此式算出基波與各次諧波幅值為：

Im1=3.175Id；Im5=0.144Id,；Im7=0.0838IdIm11=0.053Id,；Im13=0.0554Id…

故輸入電流ia的付里葉級(jí)數(shù)式為：

ia=（）

〔sinωt＋0.045sin5ωt＋0.0264sin7ωt＋0.0167sin11ωt

＋0.0174sin13ωt＋0.0588sin17ωt0.034sin19ωt〕

(16)

由此式可知ia的低次諧波含量大大減小。

3230相五重疊加整流

用Y/ΔΔΔΔΔ接線輸入變壓器的30相五重疊加整流電路與輸入電流ia的波形如圖6所示,，輸入變壓器的五組次級(jí)繞組依次滯后相位角,，每一組次級(jí)繞組向一個(gè)三相橋式整流器供電，五個(gè)三相橋式整流器單獨(dú)輸出,，輸出直流電流為Id,。與五個(gè)次級(jí)繞組相對(duì)應(yīng)的初級(jí)輸入電流為、,、,、和，變壓器初級(jí)輸入電流ia=＋＋＋＋,。五重疊加后的輸入電流ia的波形是16梯級(jí)等階寬階梯波,。用Biriger公式對(duì)它的基波與各次諧波幅值進(jìn)行計(jì)算得：

Imn=()〔〕

圖630相5重疊加整流電路

圖7功率單元模塊電路示意圖

用此式算出基波與各次諧波的幅值為：

Im1=5.274Id；Im5=0.220Id,；Im7=0.118IdIm11=0.055Id,；Im13=0.0433Id,；Im17=0.033IdIm19=0.0317Id,；Im23=0.0358Id；Im25=0.0026Id輸入電流ia的付里葉級(jí)數(shù)式為：

ia=(＋)(sinωt＋0.0417sin5ωt

＋0.0223sin7ωt＋0.0104sin11ωt＋0.0082sin13ωt

＋0.0063sin17ωt＋0.006sin19ωt＋0.0067sin23ωt

＋0.00048sin25ωt＋…）（18）

由此式可知25次以下的諧波大大減小了,。

4功率單元模塊化

為了便于生產(chǎn)和維修,，完美無(wú)諧波高壓變頻器采用了功率單元模塊化方式，功率單元模塊的電路如圖7所示,。它是由熔斷器,、三相橋式整流器、直流濾波電容及IGBT單相全橋逆變器組成的電壓型功率單元,。單元中的直流濾波電容要足夠大,，以使變頻器可以承受30％的電源電壓下降和5個(gè)周波的電源電壓失電,。

用33kVIGBT開(kāi)關(guān)器件組成的功率單元，可以輸出4160V中壓的,、兩個(gè)功率單元串聯(lián)的SPWM電壓源變頻器如圖8所示,。由于串聯(lián)的功率單元個(gè)數(shù)少，為了獲得優(yōu)良性能,，在變頻器的輸出端可以附加輸出交流濾波器,。輸入整流電源采用的是18相三重疊加整流器。

采用五個(gè)電壓為690V的IGBT功率單元串聯(lián),，輸出電壓為6000V的電壓源變頻器電路如圖9所示,。由于采用的是具有獨(dú)立直流電源的功率單元模塊的串聯(lián)，所以不存在均壓?jiǎn)栴},。功率單元中IGBT的開(kāi)關(guān)頻率為600Hz,，每相有五個(gè)功率單元串聯(lián)，所以輸出相電壓的等效開(kāi)關(guān)頻率為6000Hz,。輸入整流電路采用的是6000V的電壓源變頻器30相五重疊加整流電路,，輸入電流失真為08％，輸入電壓失真為12％,，輸入輸出電壓和電流的波形非常接近于正弦,。

圖8兩個(gè)功率單元串聯(lián)的SPWM電壓源變頻器（輸出電壓4160V）

圖9五個(gè)功率單元串聯(lián)的輸出電壓為

5結(jié)語(yǔ)

這種完美無(wú)諧波高壓IGBT變頻器，解決了高壓變頻器存在的開(kāi)關(guān)器件串聯(lián)均壓,、諧波和效率三大難題,。采用具有獨(dú)立直流電源單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加技術(shù)，減小了輸出電壓的低次諧波,，方便了輸出電壓的調(diào)節(jié),，消除了開(kāi)關(guān)器件串聯(lián)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)均壓?jiǎn)栴}，減少了單個(gè)開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)頻率,，提高了逆變效率,；采用多相多重疊加整流技術(shù)，減小了輸入電流諧波,，減少了對(duì)市電電網(wǎng)的污染,，提高了輸入功率因數(shù)；采用功率單元模塊化技術(shù)方便了安裝與維修,，提高了變頻器的可靠性,。