0 引言

　　隨著LED技術的發(fā)展， 大功率LED在燈光裝飾和照明等領域得到了普遍的使用,， 同時功率型LED驅(qū)動芯片也顯得越來越重要,。由于LED的亮度輸出與通過LED的電流成正比， 為了保證各個LED亮度,、色度的一致性,， 有必要設計一款恒流驅(qū)動器， 使LED電流的大小盡可能一致,。

　　基于LED發(fā)光特性， 本文設計了一種寬電壓輸入,、大電流,、高調(diào)光比LED恒流驅(qū)動芯片。該芯片采用遲滯電流控制模式,， 可以用于驅(qū)動一顆或多顆串聯(lián)LED,。在6V~30V的寬輸入電壓范圍內(nèi)， 通過對高端電流的采樣來設置LED平均電流,， 芯片輸出電流精度控制在5.5%,， 同時芯片可通過DIM引腳實現(xiàn)模擬調(diào)光和PWM調(diào)光， 優(yōu)化后的芯片響應速度可使芯片達到很高的調(diào)光比,。

　　本文首先對整體電路進行了分析,， 接著介紹各個重要子模塊的設計， 最后給出了芯片的整體仿真波形,、版圖和結論,。

　　1 電路系統(tǒng)原理

　　圖1是芯片整體架構以及典型應用電路圖。

　　該電路包括帶隙基準,、電壓調(diào)整器,、高端電流采樣、遲滯比較器,、功率管M1,、PWM和模擬調(diào)光等模塊。此外該芯片還內(nèi)置欠壓和過溫保護電路,， 從而能在各種不利的條件下,， 有效的保證系統(tǒng)能夠穩(wěn)定的工作。

　　圖1 芯片整體等效架構圖

　　從圖1中可以看到電感L、電流采樣電阻RS,、續(xù)流二極管D1形成了一個自振蕩的連續(xù)電感電流模式的恒流LED控制器,。該芯片采用遲滯電流控制模式， 因為LED驅(qū)動電流的變化就反應在RS兩端的壓差變化上,， 所以在電路正常工作時,， 通過采樣電阻RS采樣LED中的電流并將其轉化成一定比例的采樣電壓VCS， 然后VCS進入滯環(huán)比較器,，通過與BIAS模塊產(chǎn)生的偏置電壓進行比較,， 產(chǎn)生PWM控制信號， 再經(jīng)柵驅(qū)動電路從而控制功率開關管的導通與關斷,。

　　下面具體分析電路的工作原理,。首先芯片在設計時會內(nèi)設兩個電流閾值IMAX和IMIN。當電源VIN上電時,， 電感L和電流采樣電阻RS的初始電流為零,， LED電流也為零。這時候,， CS_COMP遲滯比較器的輸出為高,， 內(nèi)置功率NMOS開關管M1導通， SW端的電位為低,， 流過LED的電流開始上升,。電流通過電感L、電流采樣電阻RS,、LED和內(nèi)部功率開關從VIN流到地,， 此時電流上升斜率由VIN、電感（L）,、LED壓降決定,。當LED電流增大到預設值IMAX時， CS_COMP遲滯比較器的輸出為低,， 此時功率開關管M1關閉,， 由于電感電流的連續(xù)性， 此時電流以另一個下降斜率流過電感（L）,、電流采樣電阻（RS）,、LED和續(xù)流肖特基二極管（D1）， 當電流下降到另外一個預定值IMIN時,，功率開關重新打開,， 電源為電感L充電， LED電流又開始增大,， 當電流增大到IMAX時,， 控制電路關斷功率管， 重復上一個周期的動作， 這樣就完成了對LED電流的滯環(huán)控制,， 使得LED的平均電流恒定不變,。

　　從以上分析可知， LED的平均驅(qū)動電流是由內(nèi)設的閾值IMAX和IMIN決定,， 因而不存在類似于峰值電流控制模式的反饋回路,。所以與峰值電流控制模式相比， 滯環(huán)電流控制模式具有自穩(wěn)定性,，不需要補償電路,， 另外峰值電流檢測模式動態(tài)響應調(diào)節(jié)一般需要幾個周期的時間， 而滯環(huán)電流控制至多一個周期就可以穩(wěn)定系統(tǒng)的動態(tài)響應,， 所以滯環(huán)電流控制的動態(tài)響應更加迅速,。當然滯環(huán)電流控制模式存在著輸出紋波較大， 變頻控制容易產(chǎn)生變頻噪聲等缺點,， 但是在大功率LED照明驅(qū)動應用中,， 一定的紋波變化和開關頻率變化不會對LED的整體照明性能產(chǎn)生較大影響。

　　0 引言

　　隨著LED技術的發(fā)展,， 大功率LED在燈光裝飾和照明等領域得到了普遍的使用,， 同時功率型LED驅(qū)動芯片也顯得越來越重要。由于LED的亮度輸出與通過LED的電流成正比,， 為了保證各個LED亮度、色度的一致性,， 有必要設計一款恒流驅(qū)動器,， 使LED電流的大小盡可能一致。

　　基于LED發(fā)光特性,， 本文設計了一種寬電壓輸入,、大電流、高調(diào)光比LED恒流驅(qū)動芯片,。該芯片采用遲滯電流控制模式,， 可以用于驅(qū)動一顆或多顆串聯(lián)LED。在6V~30V的寬輸入電壓范圍內(nèi),， 通過對高端電流的采樣來設置LED平均電流,， 芯片輸出電流精度控制在5.5%， 同時芯片可通過DIM引腳實現(xiàn)模擬調(diào)光和PWM調(diào)光,， 優(yōu)化后的芯片響應速度可使芯片達到很高的調(diào)光比,。

　　本文首先對整體電路進行了分析， 接著介紹各個重要子模塊的設計,， 最后給出了芯片的整體仿真波形,、版圖和結論。

　　1 電路系統(tǒng)原理

　　圖1是芯片整體架構以及典型應用電路圖。

　　該電路包括帶隙基準,、電壓調(diào)整器,、高端電流采樣、遲滯比較器,、功率管M1,、PWM和模擬調(diào)光等模塊。此外該芯片還內(nèi)置欠壓和過溫保護電路,， 從而能在各種不利的條件下,， 有效的保證系統(tǒng)能夠穩(wěn)定的工作。

　　圖1 芯片整體等效架構圖

　　從圖1中可以看到電感L,、電流采樣電阻RS,、續(xù)流二極管D1形成了一個自振蕩的連續(xù)電感電流模式的恒流LED控制器。該芯片采用遲滯電流控制模式,， 因為LED驅(qū)動電流的變化就反應在RS兩端的壓差變化上,， 所以在電路正常工作時， 通過采樣電阻RS采樣LED中的電流并將其轉化成一定比例的采樣電壓VCS,， 然后VCS進入滯環(huán)比較器,，通過與BIAS模塊產(chǎn)生的偏置電壓進行比較， 產(chǎn)生PWM控制信號,， 再經(jīng)柵驅(qū)動電路從而控制功率開關管的導通與關斷,。

　　下面具體分析電路的工作原理。首先芯片在設計時會內(nèi)設兩個電流閾值IMAX和IMIN,。當電源VIN上電時,， 電感L和電流采樣電阻RS的初始電流為零， LED電流也為零,。這時候,， CS_COMP遲滯比較器的輸出為高， 內(nèi)置功率NMOS開關管M1導通,， SW端的電位為低,， 流過LED的電流開始上升。電流通過電感L,、電流采樣電阻RS,、LED和內(nèi)部功率開關從VIN流到地， 此時電流上升斜率由VIN,、電感（L）,、LED壓降決定。當LED電流增大到預設值IMAX時,， CS_COMP遲滯比較器的輸出為低,， 此時功率開關管M1關閉,， 由于電感電流的連續(xù)性， 此時電流以另一個下降斜率流過電感（L）,、電流采樣電阻（RS）,、LED和續(xù)流肖特基二極管（D1）， 當電流下降到另外一個預定值IMIN時,，功率開關重新打開,， 電源為電感L充電， LED電流又開始增大,， 當電流增大到IMAX時,， 控制電路關斷功率管， 重復上一個周期的動作,， 這樣就完成了對LED電流的滯環(huán)控制,， 使得LED的平均電流恒定不變。

　　從以上分析可知,， LED的平均驅(qū)動電流是由內(nèi)設的閾值IMAX和IMIN決定,， 因而不存在類似于峰值電流控制模式的反饋回路。所以與峰值電流控制模式相比,， 滯環(huán)電流控制模式具有自穩(wěn)定性,，不需要補償電路， 另外峰值電流檢測模式動態(tài)響應調(diào)節(jié)一般需要幾個周期的時間,， 而滯環(huán)電流控制至多一個周期就可以穩(wěn)定系統(tǒng)的動態(tài)響應,， 所以滯環(huán)電流控制的動態(tài)響應更加迅速。當然滯環(huán)電流控制模式存在著輸出紋波較大,， 變頻控制容易產(chǎn)生變頻噪聲等缺點,， 但是在大功率LED照明驅(qū)動應用中， 一定的紋波變化和開關頻率變化不會對LED的整體照明性能產(chǎn)生較大影響,。

　　2 電路子模塊設計

　　2.1 帶隙基準（Bandgap）

　　圖2為采用共源共柵電流鏡， 可以改善電源抑制和初始精度的CMOS自偏置基準電路,。其中,，R1和PH4組成啟動電路， 當電源上電時,， 若電路出現(xiàn)零電流狀態(tài),， 此時VA為低， MOS管PH4開啟,， 并向基準核心電路中注入電流,， 使得基準電路擺脫零簡并偏置點， 當電路正常工作時,， 通過合理的設置P7和P8的寬長比,， 使它們都處于深線性區(qū),， 由于R2和R3阻值很大， 此時VA的大小接近輸入電壓,， MOS管PH4關斷,， 啟動結束。此外,，由于VA的電壓接近電源電壓,， 通過電阻R2和R3的分壓后， 電壓VB就能表征電源電壓,， 從而在電源電壓低于設定值時,， 輸出欠壓信號， 關斷功率管,， 起到欠壓保護的功能,。

　　圖2 帶隙基準電壓源電路圖

　　由于基準電路的輸入電壓最高可達到30V，而普通MOS管漏源和柵耐壓為5V,。而且為了使電流鏡像更加匹配,， P1、P2,、P5,、P7必須使用普通的MOS管。所以,， 為了防止管子在高壓時被擊穿,， 需在這些管子的漏源之間加入柵漏短接的厚柵氧MOS管作為保護管， 即PH1,、PH2,、PH3。

　　2.2 遲滯比較器（CS_COMP）

　　圖3為遲滯比較器等效電路圖,， 其中VTH_H和VTH_L為BIAS模塊提供的偏置基準電壓,， 而CS為電流采樣模塊提供的采樣電壓。電流采樣和遲滯比較器模塊是組成該芯片的核心模塊,， 通過這兩個模塊就可以很好的實現(xiàn)滯環(huán)電流控制,。

　　圖3 遲滯比較器等效電路圖

　　電路工作時， 高端電流采樣模塊采樣輸出電流,， 并按一定比例轉化成采樣電壓CS,， 當CS電壓大于VTH_H時， P_OFF為高,， P_ON為低,， M1關M2開啟， 此時COMP1_G負端輸入VTH_L,，并且此時由于P_ON為低,， 功率管關斷,， LED電流開始減小， 采樣電壓也開始減小,。當CS電壓小于VTH_L時,， P_OFF為低， P_ON為高,， M1開啟,，M2關斷， COMP_G負端輸入VTH_H,， 此時P_ON為高,， 功率管開啟， LED電流開始增大,， 采樣電壓也開始增大,。當CS電壓大于VTH_H時， 遲滯比較器模塊將重復上一個周期的動作,。這樣通過遲滯比較器就能產(chǎn)生一定占空比的方波來控制功率開關管關與斷,， 從而有效控制外部LED的電流大小。

　　此外,， 高端電流采樣和遲滯比較器模塊需要有較高的單位增益帶寬GBW,， 從而提高電流采樣和遲滯比較的速度， 這樣就可以減少電路延遲,，提高芯片的響應速度,， 同時也提高了芯片輸出電流精度。

　　2.3 模擬和PWM調(diào)光（DIM）

　　通常希望在不同的應用場合和環(huán)境下,， LED的發(fā)光亮度能夠隨著應用和環(huán)境的變化隨時可調(diào),， 這就需要LED驅(qū)動器具有調(diào)光的功能。現(xiàn)在,， 最常用的LED調(diào)光方式有： 模擬調(diào)光,、PWM調(diào)光、數(shù)字調(diào)光等方式,。

　　模擬調(diào)光是通過線性的改變LED驅(qū)動器的輸出電流來調(diào)整LED的發(fā)光亮度,， 它的優(yōu)點是能夠避免由PWM或數(shù)字調(diào)光所產(chǎn)生的噪聲等問題， 缺點是模擬調(diào)光會改變LED的驅(qū)動電流,， 從而引起LED的色偏,。PWM調(diào)光方式是通過反復開關LED驅(qū)動器,， 在PWM信號使能期間輸出電流,， 其它時間內(nèi)關閉LED驅(qū)動， 通過調(diào)節(jié)PWM信號的占空比可來實現(xiàn)調(diào)光,。PWM調(diào)光的原理是利用人眼的‘視覺暫留’ 效應,， 但為了避免人眼能夠看到LED的閃爍,， PWM調(diào)光的頻率應在100 Hz以上。

　　由于不會改變LED平均電流,， PWM調(diào)光也就不會改變LED的色度,。

　　圖4 模擬調(diào)光等效電路圖

　　圖4給出了模擬調(diào)光等效電路圖。圖4是一個差分輸入結構,。其中輸入V1為一固定電平2.5 V,，V2為DIM引腳的輸入經(jīng)電阻分壓后的電平。由于本電路只工作于大信號情況下,， 所以首先對其大信號進行分析,。N1、N2管組成的電流鏡將兩通路電流強制相等,， 則：

　　壓大于V1時,， 由于L2點電壓為低N3、N4截止,。輸出Io為零,， 無調(diào)光效果。當V2減小到2.5 V,， 兩邊電流相等,， 輸出也為零。此時若V2從2.5 V減小ΔV,， 由公式（3） 可知電壓L1與L3之差就增大ΔV,， 這樣引起的電壓差在電阻上產(chǎn)生的電流經(jīng)過N3、N4鏡像后就得到輸出電流Io,。該電流將進入電流采樣模塊,， 并影響電流采樣電壓CS的大小， 從而起到改變輸出電流的作用,。

　　圖5給出了芯片模擬調(diào)光過程仿真圖,。從圖中可以看到， 當DIM引腳電壓逐漸降低時,， LED平均電流IL也開始按一定比例降低,， 在DIM引腳電壓低于0.3 V時， 功率管被關斷,， LED電流下降到零,。這就說明模擬調(diào)光模塊能很好的控制LED驅(qū)動電流大小。

　　圖5 模擬調(diào)光過程仿真圖

　　圖6給出了PWM調(diào)光等效電路圖,， 通過在DIM引腳加入可變占空比的PWM信號就可以改變輸出電流,， 從而實現(xiàn)PWM調(diào)光。

　　圖6 PWM調(diào)光等效電路圖

　　圖6中,， 當DIM由高變低,， 小于VT_L時,， 使能變EN為高。此時VT選通為VT_H,， 當DIM由低變高,， 高于VT_H時使能轉換， 并實現(xiàn)一定的電壓遲滯,。如果輸入信號是PWM信號,， 同樣通過上述工作過程， 這樣EN輸出同樣為PWM信號,， 控制內(nèi)部功率管的開關,， 從而達到控制輸出電流的目的。

　　圖7給出了當DIM輸入典型值20 kHz,、占空比為50%的PWM方波時,， 輸出電流波形。從圖中可以看到在DIM引腳輸入一定占空比的方波時,，LED的平均電流與PWM方波的占空比成正比,， 因此通過設定PWM方波的占空比， 就可以改變LED平均電流的大小,。

　　圖7 PWM調(diào)光波形圖

　　由上圖還可以看出,， 當輸出一個電感電流周期時， PWM方波具有最小的占空比,， 約為4%,，此時最大調(diào)光比為25:1。顯然,， 采用周期越長,，頻率越低的PWM方波進行數(shù)字調(diào)光所獲得的調(diào)光比就越高， 但考慮到人眼的視覺暫留效應,， 為防止輸出LED電流頻率過低引起閃爍,， 應用時一般設置最低fDIM=100 Hz， 此時最大調(diào)光比可高達5000:1,。

 　　3 仿真結果

　　本文基于1 μm 40 V CSMC工藝模型,， 使用HSPICE軟件， 對整體芯片進行了仿真驗證,。

　　表1給出了典型條件下,， 采樣電阻RS=0.33ohm， 電感L=100 μH時,， 在不同的電源電壓,， 不同LED連接數(shù)目下， LED輸出電流精度。芯片由于采樣延遲,、采樣精度、驅(qū)動級延遲等因素,， 會導致輸出電流產(chǎn)生誤差,。在不同的電源電壓和負載條件下， 從表一中可以看到輸出電流精度均能很好的控制在5.5%以內(nèi),。同時也可以看到,， 要實現(xiàn)較好的電流精度， 固定負載下需要相應的電源電壓與之匹配,。

　　表1 輸出電流精度

　　4 結束語

　　本文基于1 μm 40 V CSMC高壓工藝,， 設計了一種寬電壓輸入、大電流,、高調(diào)光比LED恒流降壓驅(qū)動芯片,。在滯環(huán)電流控制模式下， 芯片具有結構簡單,、動態(tài)響應快,、不需要補償電路等優(yōu)點。通過DIM引腳,， 芯片可以方便的進行LED開關,、模擬調(diào)光和寬范圍的PWM調(diào)光。仿真結果表明,， 當輸入電壓從8 V變化到30 V時,， 芯片輸出電流最大偏差不超過5.5%。此外,， 在芯片驅(qū)動7個LED時,， 效率可高達97%。