低電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器通常用于移動設(shè)備,以便將電池電壓(1.2V 至4.2V)提升到較高的電壓水平(如1.5至20V),,從而為應(yīng)用電路供電,。在這個電壓范圍里,傳導(dǎo)損耗是主要的考慮因素,。市面上存在許多專門設(shè)計用于這些應(yīng)用的器件,,連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM)是這些器件的主要工作模式。
高電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器通常用作具有90V至270V AC輸入和約400V DC輸出的PFC轉(zhuǎn)換器,,在這些應(yīng)用中,,傳導(dǎo)損耗并不像在低電壓升壓轉(zhuǎn)換器中那么重要,需要更多地考慮開關(guān)損耗和抗噪聲能力,。因而PFC控制器通常采用某些特別的設(shè)計要素如臨界導(dǎo)通 (CRM)工作模式,、更高的電流感測電壓,。PFC控制器由于市場巨大而被廣泛使用。
LED TV背光應(yīng)用需要24V DC輸入,、 180V DC 0.4A輸出升壓轉(zhuǎn)換器,,相比前面提到的低電壓和高電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器,這類中等電壓升壓轉(zhuǎn)換器很少用于消費電子產(chǎn)品,。在這種電壓和額定功率值范圍中,,傳導(dǎo)損耗、開關(guān)損耗和抗噪聲能力均需予以考慮,,很難找到一款適合的較廉價的器件,。
拓?fù)浜推骷x擇考慮事項
在設(shè)計消費產(chǎn)品解決方案時,始終需要避免使用昂貴的拓?fù)浜推骷?。而且,,由于DC輸入節(jié)點和輸出節(jié)點(LED陣列)均位于次級端,因而LED背光照明級無需進(jìn)行隔離,。即便我們還有軟開關(guān)諧振半/全橋拓?fù)涞绕渌x擇,,升壓(boost)拓?fù)涫荓ED TV背光照明電源應(yīng)用的最佳核心拓?fù)洹?/p>
考慮到用于移動設(shè)備的升壓控制器具有高PWM頻率 (通常為500 KHz 至6MHz)和低噪聲兼容性(電壓模式或低電流感測電壓)。用于AC/DC電源的PWM控制器似乎更合適,,因其具有高柵極驅(qū)動電壓 (超過10V)和高電流感測電壓(通常為0.5V-1.2V),。但是,大多數(shù) AC/DC PWM控制器的工作頻率為50 kHz至100 kHz,。這種頻率范圍對于90-270VAC輸入的電源是合適的,,因為它能夠平衡開關(guān)損耗和電感元件尺寸。不過,,對于24VDC輸入電源,,該頻率有些低,因為低工作頻率需要使用大電感器,。
CRM PFC控制器是最佳的選擇,,因為它不僅具備AC/DC PWM控制器的優(yōu)勢(高柵極驅(qū)動電壓和高電流感測電壓),還能夠通過選擇電感將工作頻率設(shè)置為最佳數(shù)值(200 kHz),。即便CRM PFC控制器的反饋回路在電壓模式下工作,但是其鋸齒波發(fā)生器和比較器內(nèi)置在芯片中,,并具有足夠大的振幅,。因而,在噪聲兼容性方面不會出現(xiàn)問題,。
提高效率
使用標(biāo)準(zhǔn)CRM PFC控制器來實現(xiàn)升壓轉(zhuǎn)換器,,因為具有相對較低的輸入/輸出電壓和臨界導(dǎo)通模式工作方式,開關(guān)損耗并不是問題,,其問題在于傳導(dǎo)損耗,。圖1所示為升壓轉(zhuǎn)換器中的主要傳導(dǎo)損耗來源,。
低電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器通常用于移動設(shè)備,以便將電池電壓(1.2V 至4.2V)提升到較高的電壓水平(如1.5至20V),,從而為應(yīng)用電路供電,。在這個電壓范圍里,傳導(dǎo)損耗是主要的考慮因素,。市面上存在許多專門設(shè)計用于這些應(yīng)用的器件,,連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM)是這些器件的主要工作模式。
高電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器通常用作具有90V至270V AC輸入和約400V DC輸出的PFC轉(zhuǎn)換器,,在這些應(yīng)用中,,傳導(dǎo)損耗并不像在低電壓升壓轉(zhuǎn)換器中那么重要,需要更多地考慮開關(guān)損耗和抗噪聲能力,。因而PFC控制器通常采用某些特別的設(shè)計要素如臨界導(dǎo)通 (CRM)工作模式,、更高的電流感測電壓。PFC控制器由于市場巨大而被廣泛使用,。
LED TV背光應(yīng)用需要24V DC輸入,、 180V DC 0.4A輸出升壓轉(zhuǎn)換器,相比前面提到的低電壓和高電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器,,這類中等電壓升壓轉(zhuǎn)換器很少用于消費電子產(chǎn)品,。在這種電壓和額定功率值范圍中,傳導(dǎo)損耗,、開關(guān)損耗和抗噪聲能力均需予以考慮,,很難找到一款適合的較廉價的器件。
拓?fù)浜推骷x擇考慮事項
在設(shè)計消費產(chǎn)品解決方案時,,始終需要避免使用昂貴的拓?fù)浜推骷?。而且,由于DC輸入節(jié)點和輸出節(jié)點(LED陣列)均位于次級端,,因而LED背光照明級無需進(jìn)行隔離,。即便我們還有軟開關(guān)諧振半/全橋拓?fù)涞绕渌x擇,升壓(boost)拓?fù)涫荓ED TV背光照明電源應(yīng)用的最佳核心拓?fù)洹?/p>
考慮到用于移動設(shè)備的升壓控制器具有高PWM頻率 (通常為500 KHz 至6MHz)和低噪聲兼容性(電壓模式或低電流感測電壓),。用于AC/DC電源的PWM控制器似乎更合適,,因其具有高柵極驅(qū)動電壓 (超過10V)和高電流感測電壓(通常為0.5V-1.2V)。但是,,大多數(shù) AC/DC PWM控制器的工作頻率為50 kHz至100 kHz,。這種頻率范圍對于90-270VAC輸入的電源是合適的,因為它能夠平衡開關(guān)損耗和電感元件尺寸,。不過,,對于24VDC輸入電源,該頻率有些低,因為低工作頻率需要使用大電感器,。
CRM PFC控制器是最佳的選擇,,因為它不僅具備AC/DC PWM控制器的優(yōu)勢(高柵極驅(qū)動電壓和高電流感測電壓),還能夠通過選擇電感將工作頻率設(shè)置為最佳數(shù)值(200 kHz),。即便CRM PFC控制器的反饋回路在電壓模式下工作,,但是其鋸齒波發(fā)生器和比較器內(nèi)置在芯片中,并具有足夠大的振幅,。因而,,在噪聲兼容性方面不會出現(xiàn)問題。
提高效率
使用標(biāo)準(zhǔn)CRM PFC控制器來實現(xiàn)升壓轉(zhuǎn)換器,,因為具有相對較低的輸入/輸出電壓和臨界導(dǎo)通模式工作方式,,開關(guān)損耗并不是問題,其問題在于傳導(dǎo)損耗,。圖1所示為升壓轉(zhuǎn)換器中的主要傳導(dǎo)損耗來源,。
我們可以看到導(dǎo)通期間的傳導(dǎo)損耗來自于Rsense、Rdson和Rcoil,,本文不討論減小Rcoil的方法,,下面將分別探討如何減小Rsense和Rdson。
在PFC應(yīng)用中,,Rsense值由最大額定功率來決定,,在出現(xiàn)異常過流情況時,Rsense上的電壓應(yīng)當(dāng)達(dá)到逐脈沖限流電平(Vcslim),,需要保留 10% 的余量范圍,,因而可由下式計算Rsense :
對于本文探討的應(yīng)用,我們同樣應(yīng)當(dāng)遵循這個公式,。Rsense的功耗為:
因而得到:
我們可以看到Rsense的功耗與Vcslim成比例,。標(biāo)準(zhǔn)PFC控制器的Vcslim約為0.5V至1.2V,以期避免噪聲帶來的錯誤觸發(fā),。在FAN7930CM 中Vcslim為0.8V,。因為輸入電壓相對較高,而IQRMS相對較低,,這個數(shù)值對于PFC應(yīng)用是合適的,。但對于24V輸入應(yīng)用,這一電壓太高,,使得PRsense 過大,。例如,我們使用飛兆半導(dǎo)體公司提供的設(shè)計工具,,計算72W PFC (90VAC輸入、400V/0.18A輸出)的Rsense的功耗。我們得到結(jié)果:Rsense = 0.289Ω,,Rsense的功耗為0.22W,。然后得出Rsense上的效率損失為0.22/72×100%=0.31%,如果我們使用相同的設(shè)計工具,,計算具有24V輸入,、180V/0.4A輸出的72W PFC控制器,其結(jié)果為:Rsense = 0.077Ω,,Rsense的功耗為0.96W,,因而效率損失為0.96/72×100%=1.33%,相比90VAC輸入狀況高出三倍,。
為了減小Rsense的功耗,,我們設(shè)計了如圖2所示的“電壓墊高(Voltage block up)”電路,使用分壓器R1和 R2在Vrs和Vsense引腳之間引入一個電壓差,,通過這個電壓差,,Vsense能夠以較低的Rsense電壓來達(dá)到 Vcslim。
在圖3中,, 我們可以看到通過增添R1和R2,,即便Rsense上的電壓降比Vcslim低很多,Vsense也能夠達(dá)到(Vcslim/1.1)水平,。這樣可以降低Rsense的功耗,。例如,在不使用R1和R2的情況下,,如果Rsense為0.077Ω,,當(dāng)Ipk=10.39A,Vsense則為0.8V,。如果Vgate=11V,,R1=10KΩ,R2=400Ω,,Rsense=0.0375Ω,,當(dāng)Ipk=10.39A,Vsense也可達(dá)到0.8V,。但是,,如果Rsense=0.0375Ω,Rsense的功耗則為0.47W,,效率損失為0.47/72×100%=0.65%,,相對于使用0.77Ω Rsense,效率則可以提高0.68%,。
在MOSFET晶片尺寸和封裝相同的情況下,,如果Vdss增加,,MOSFET 的Rdson會增大。例如,,飛兆100V MOS器件FDD86102的Rdson 為24 mΩ,。但是對于具有相同封裝和價格的 250V MOS器件FQD16N25C,Rdson為270 mΩ,。MOSFET器件的傳導(dǎo)損耗在24mΩ和270 mΩ條件下的差別很大,,我們使用相同設(shè)計工具計算了24VAC輸入、 180V/0.4A輸出PFC轉(zhuǎn)換器Rdson的傳導(dǎo)損耗,。其數(shù)值分別是0.9W和10.08W,。顯然,270 mΩ Rdson是不可接受的,。在標(biāo)準(zhǔn)升壓拓?fù)渲?,為了提?80V輸出電壓,需要使用250V MOSFET以獲得足夠的Vdss余量,。在這種情況下,,減小傳導(dǎo)損耗的標(biāo)準(zhǔn)途徑是選擇一個Rdson較低的MOSFET器件。不過,,在相同Vdss下,,Rdson較低的MOSFET器件不僅昂貴,而且具有較大的Coss,。較大的Coss意味著較大的關(guān)斷損耗,。這里,我們找到了另一種減小傳導(dǎo)損耗的方法,。就是使用100V MOSFET器件如FDD86102,,將24V電壓提升到180V,當(dāng)然,,必須采用特殊的方法解決電壓問題,,如自耦變壓器。
圖4
圖4所示為使用自耦變壓器替代電感器的升壓轉(zhuǎn)換器,,在導(dǎo)通期間,,電流流經(jīng)紅色的路徑就象標(biāo)準(zhǔn)升壓轉(zhuǎn)換器的一樣,而在關(guān)斷期間,,電流則經(jīng)過綠色路徑,。MOSFET漏極上的電壓為:
如果我們輸入 N1=3T, N2=7T, Vdiode=1V, Vout=180V, Vin=24V, 則Vd為:
因而可以使用100V MOSFET器件。
設(shè)計示例和測試結(jié)果
圖5:所示為飛兆半導(dǎo)體用于LED背光照明電源的評估電路板的示意圖,。
U4, Q35, T3, D36和外部元件構(gòu)成了這個升壓轉(zhuǎn)換器,,繞組6-10用于實現(xiàn)零電流檢測(ZCD),D37, C42, R39, R40具有兩項功能,,一項功能是作為箝位線路,,吸收N1和N2之間的泄漏電感引起的電壓脈沖,,另一項功能是監(jiān)視Q35的漏極電壓,反饋至U4的引腳1,,實現(xiàn)過電壓保護(hù),。
圖6
圖7
圖6是評估電路板頂部,、底部和側(cè)面照片,。我們可以看到,增添R38,,效率提高了1.09%,。圖7是使用/不使用Vrsense 電壓墊高電路(R38)的波形差別示意圖。表2是使用/不使用自耦變壓器的結(jié)果比較,。如果不使用自耦變壓器,,應(yīng)當(dāng)去掉D37,將D37的陰極連接到24V Vin,。我們可以看到使用自耦變壓器,,效率提高了14.06%,圖8所示為波形比較,。
表1:使用/不使用Vrsense電壓墊高電路(R38)的結(jié)果比較
表2:使用/不使用自耦變壓器的結(jié)果比較
圖8
本文小結(jié)
標(biāo)準(zhǔn)CRM PFC控制器就其特性,、通用性和低價格而言,適用于中等電壓升壓轉(zhuǎn)換器,。傳導(dǎo)損耗是其應(yīng)用的主要挑戰(zhàn),。采用電壓墊高電路能夠降低Rsense所需的峰值電壓以期提升轉(zhuǎn)換器的效率。在升壓轉(zhuǎn)換器中采用自耦變壓器,,允許使用低Vdss MOSFET器件以減小Rdson,,從而顯著提升效率。評估電路板的測試結(jié)果證實這一思路是可行的,。