1 引言
開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率,，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源,。從上世紀90年代以來開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域,，計算機、程控交換機,、通訊,、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源,。隨著電源技術的發(fā)展,，低電壓，大電流的開關電源因其技術含量高,，應用廣,，越來越受到人們重視。在開關電源中,，正激和反激式有著電路拓撲簡單,，輸入輸出電氣隔離等優(yōu)點，廣泛應用于中小功率電源變換場合,。跟反激式相比,，正激式變換器變壓器銅損較低，同時,，正激式電路副邊紋波電壓電流衰減比反激式明顯,，因此，一般認為正激式變換器適用在低壓,，大電流,，功率較大的場合。
2 基本技術
2．1 有源鉗位技術
正激DC／DC變換器其固有缺點是功率晶體管截止期間高頻變壓器必須磁復位,。以防變壓器鐵心飽和,，因此必須采用專門的磁復位電路,。通常采用的復位方式有三種，即傳統(tǒng)的附加繞組法,、RCD鉗位法,、有源鉗位法。三種方法各有優(yōu)缺點：磁復位繞組法正激變換器的優(yōu)點是技術成熟可靠,，磁化能量可無損地回饋到直流電路中去,，可是附加的磁復位繞組使變壓器結構復雜化,變壓器漏感引起的關斷電壓尖峰需要RC緩沖電路來抑制，占空比D<0.5,，功率開關管承受的電壓應力與輸入電源電壓成正比,。RCD鉗位正激變換器的優(yōu)點是磁復位電路簡單，占空比D可以大于0.5,，功率開關管承受電壓應力較低,但大部分磁化能量消耗在鉗位電阻中,，因此它一般適用于變換效率不高且價廉的電源變換場合。有源鉗位技術是三種技術中效率最高的技術,，它的電路圖如圖1所示,，工作原理如圖2所示。在DT時段之前,，開關管S1導通,，激磁電流iM為負，即從Cr通過S1流向Tr,，在DT階段,，開關管S的驅動脈沖ugs使其導通，同時ugs1=0,，使S1關斷,，在Vin的作用下，激磁電流由負變正,，原邊功率通過變壓器傳到副邊,，給輸出端電感L充電；在（1－D）T時段,，ugs=0,，S關斷，ugs1到來使S1導通,，iM通過S1的反并二極管向Cr充電,，在Cr和Tr漏感構成的諧振電路的作用下，iM由正變負,，變壓器反向激磁,。從以上分析中可以看出：有源鉗位正激變換器變壓器鐵心工作在雙向對稱磁化狀態(tài)，提高了鐵心利用率，鉗位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關占空比而自動調節(jié),，因而占空比可大于50％,；Vo一定時，主開關,、輔助開關應力隨Vin的變化不大,；所以，在占空比和開關應力允許的范圍內,，能夠適應較大輸入電壓變化范圍的情況,。不足之處是增加了一個管子，使得電路變得復雜,。
圖1 有源鉗位同步整流正激式電路圖
圖2 有源鉗位電路工作原理圖
2．2 同步整流技術
在低電壓大電流功率變換器中,，若采用傳統(tǒng)的普通二極管或肖特基二極管整流由于其正向導通壓降大（低壓硅二極管正向壓降約0.7V，肖持基二極管正向壓降約0.45V,，新型低電壓肖特基二極管可達0.32V),，整流損耗成為變換器的主要損耗，無法滿足低電壓大電流開關電源高效率,小體積的需要,。
MOSFET導通時的伏安特性為一線性電阻,，稱為通態(tài)電阻RDS，低壓MOSFET新器件的通態(tài)電阻很小,，如：IRL3102(20V,，61A)、IRL2203S(30V,116A),、IRL3803S(30V,100A)通態(tài)電阻分別為0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω,，它們在通過20A電流時,，通態(tài)壓降不到0.3V。另外,，功率MOSFET開關時間短,輸入阻抗高,，這些特點使得MOSFET成為低電壓大電流功率變換器首選的整流器件。功率MOSFET是一種電壓型控制器件,，它作為整流元件時,，要求控制電壓與待整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，故稱為同步整流電路,。圖1為典型的降壓型“同步”開關變換器電路(當電路中無SR時,，為“普通”的降壓型開關變換器電路)。
3 電路的設計
所設計的電源參數如下：輸入電壓為50(1±10％)V,輸出電壓為3.3V,電流為20A,工作頻率為100kHz,。
采用的主電路拓撲如圖1所示,。由于有源鉗位采用的是FLYBACK型鉗位電路，它的鉗位電容電壓為：
所選用的控制IC芯片為UC3844，它的最大占空比為50％,，所以電容上的電壓最大為Vin,，電容耐壓為60V以上，只要選取足夠大即可保證電路能正常工作,，本電路所選取的鉗位電容為47μF/100V,。
有源鉗位管S1的驅動必須跟變壓器原邊的地隔離開，而且S1的驅動信號必須跟開關管S驅動信號反相,，使用UCC3580可以實現兩個管子的驅動,，可是這個芯片并不常見，因而這里選用UC3844跟IR2110組合,。UC3844出來的控制信號用來作為IR2110的低端輸入,，其反相信號作為IR2110的高端輸入，IR2110的高端驅動通過內部自舉電路來實現隔離,。這樣,，我們就達到了驅動兩個開關管的目的。
在輸出整流電路中,，當續(xù)流二極管（即SR的反并二極管）受正向電壓導通時,，應及時驅動SR導通，以減小壓降和損耗,。但為了避免SR與SR1同時導通,，造成短路事故，必須有“死區(qū)”時間,，這時仍靠二極管D導通,。SR的開關瞬時要與續(xù)流二極管的通斷瞬時密切配合，因此對開關速度要求很高,。另外,，從成本綜合考慮，選用IRL3102,。
變壓器的設計跟一般正激式變換器變壓器設計差不多,，只是要考慮同步整流管的驅動。所選用的同步整流管的驅動開通電壓為4V左右,，電路輸出電壓為3.3V,，輸出端相當于一個降壓型電路，占空比最大為0.5,，所以變壓器副邊電壓至少為6.6V,。因為MOSFET的柵－源間的硅氧化層耐壓有限，一旦被擊穿則永久損壞,，所以實際上柵－源電壓最大值在20～30V之間,，如電壓超過20V,，應該在柵極上接穩(wěn)壓管。
4 實驗結果和波形分析
開關管S1和S的Uds波形如圖3所示,，RefA為S管壓降波形,，50V/div，RefB為S1管壓降波形,，50V/div,。電路此時工作在Vin=60V左右，S1和S的開關應力大概為120V,，D=0.5左右,。圖4為變壓器輸出電壓，也就是同步整流管SR1和SR的驅動信號,，正的部分為SR的驅動信號,，負的部分為SR1的驅動信號。實驗所得波形和分析的波形基本吻合,，只是在開關轉換瞬間,，電壓有小尖峰，這是由電路的雜散參數引起的,。該電路的工作效率經過測量大約在90％左右,，基本達到設計的要求。
圖3 開關管S和S1的uds波形
圖4 同步整流管的驅動波形
5 結語
3.3V/20A的開關電源的設計表明,，有源逆變加同步整流電路用在低壓大電流的正激式電路設計中,，不加PFC電路時，能夠取得很高的效率,。