中心議題：
- 同步整流基礎(chǔ)知識
- 優(yōu)化同步整流MOSFET
解決方案：
1. 引言
電源轉(zhuǎn)換器的封裝密度日益提高和節(jié)能標(biāo)準(zhǔn)越來越嚴(yán)格,，要求不斷提高電源級的能效。隔離式電源轉(zhuǎn)換器的次級整流產(chǎn)生的嚴(yán)重的二極管正向損耗是主要的損耗,，因此,，只有利用同步整流（SR）才可能達(dá)到這些標(biāo)準(zhǔn)要求的能效水平。用MOSFET替代二極管引發(fā)了新的挑戰(zhàn)——優(yōu)化系統(tǒng)能效和控制電壓過沖,。本應(yīng)用筆記介紹了通過利用英飛凌OptiMOS™3解決方案的優(yōu)化表（適用于30 V,、40 V、60 V,、75 V,、80 V、100 V,、120 V和150 V等應(yīng)用）幫助選擇最佳MOSFET的方法,。
圖1. 二極管整流與同步整流之比較
. 同步整流基礎(chǔ)知識
要選擇最優(yōu)的MOSFET來實現(xiàn)同步整流，必須充分理解MOSFET的功耗產(chǎn)生機制,。首先,，必須區(qū)分開隨負(fù)載而變化的導(dǎo)通損耗與基本保持不變的開關(guān)損耗。導(dǎo)通損耗取決于MOSFET的RDS(on)和內(nèi)部體二極管的正向電壓VSD,。隨著輸出電流的提高,，導(dǎo)通損耗（RDS(on)損耗）也會相應(yīng)地增加。為確保兩個SR MOSFET之間互鎖,，以避免出現(xiàn)直通電流,，必須實現(xiàn)一定的死區(qū)時間。因此,，在開啟一次側(cè)之前,，必須關(guān)斷相應(yīng)的MOSFET。由于該MOSFET正在導(dǎo)通全部續(xù)流電流,，因此,，這些電流將不得不從MOSFET溝道轉(zhuǎn)而流向內(nèi)部的體二極管，并由此產(chǎn)生額外的體二極管損耗,。體二極管的導(dǎo)通時間很短,，僅為50 ns至100 ns左右，因而,，當(dāng)輸出電壓比體二極管的正向電壓高得多時,，這些損耗可以忽略不計。
取決于電源轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率和輸出負(fù)載,，開關(guān)損耗對MOSFET的總功耗有很大影響,。MOSFET開啟時，必須對柵極進(jìn)行充電,，以產(chǎn)生柵極電荷Qg,。MOSFET關(guān)斷時，則必須將柵極中的電荷放電至源極,，這就意味著Qg將消散在柵極電阻和柵極驅(qū)動器中,。對于特定MOSFET技術(shù)，柵極驅(qū)動損耗會隨著RDS(on)的降低而增加,，因為硅片越大Qg就越多,。
在總開關(guān)損耗中占很大比例的另一種損耗與MOSFET的輸出電容Coss和反向恢復(fù)電荷Qrr有關(guān)。MOSFET關(guān)斷時，必須將Qrr移走,，并且必須將輸出電容充電至次級變壓器電壓,。這個過程會導(dǎo)致反向電流峰值，該電流將耦合到交換環(huán)路的電感中,。所以,，這些電量將被轉(zhuǎn)移至MOSFET的輸出電容，加上之前存儲的電量,，將由此產(chǎn)生電壓尖峰,。這些電量將觸發(fā)LC振蕩電路。LC振蕩電路的性能取決于印刷電路板的感應(yīng)系數(shù)和MOSFET的輸出電容Coss,。LC電路的寄生串聯(lián)電阻將減弱振蕩,。由于這種在關(guān)斷過程中產(chǎn)生的感應(yīng)電量直接取決于MOSFET Coss（相應(yīng)地，當(dāng)輸出電容被充電至次級變壓器電壓時,，則為輸出電荷Qoss）,，因此，總Coss決定了容性關(guān)斷損耗,。對于柵極電荷也是如此,，Qoss會隨著RDS(on)的降低而增加。因此,，總是能找到可以實現(xiàn)最高效率的導(dǎo)通損耗與開關(guān)損耗之間的平衡點,。
大致上，對于OptiMOS™3產(chǎn)品而言,，Qrr可以忽略不計,，因為其對總功耗的影響微乎其微。在這種情況下,，Qrr僅被視為MOSFET體二極管的反向恢復(fù)電荷,，而數(shù)據(jù)手冊中的Qrr則是按照J(rèn)EDEC標(biāo)準(zhǔn)測得的，因此,，除體二極管Qrr之外,，還包含MOSFET的部分輸出電荷。此外,，其他因素也會導(dǎo)致應(yīng)用中的實際Qrr值低于數(shù)據(jù)手冊所提供的Qrr值,。數(shù)據(jù)手冊中的值是在對體二極管施以允許的最高M(jìn)OSFET漏極電流、體二極管導(dǎo)通時間長達(dá)500 μs并且di/dt值固定為100A/μs的條件下測得的,。在實際應(yīng)用中,，通常電流僅為最高漏極電流的三分之一左右甚至更低，體二極管導(dǎo)通時間在20ns至100ns范圍內(nèi),，并且di/dt可能高達(dá)800A/μs,。
3. 優(yōu)化同步整流MOSFET
要優(yōu)化SR MOSFET的效率，必須找到開關(guān)損耗與導(dǎo)通損耗之間的最佳平衡點。在輕負(fù)載條件下,，RDS(on)導(dǎo)通損耗占總功耗的比例極低,。在這種情況下，在整個負(fù)載范圍內(nèi)基本保持不變的開關(guān)損耗是主要損耗,。但是,，當(dāng)輸出電流較高時，導(dǎo)通損耗則成為最主要的損耗,，其占總功耗的比例也最高，請參見圖2,。
圖2. 功耗構(gòu)成與輸出電流的關(guān)系
在選擇最適當(dāng)?shù)腗OSFET時,，必須特別注意RDS(on) 的取值范圍，如圖3所示,。當(dāng)RDS(on)超出最優(yōu)值時,，總功耗將隨RDS(on)的提高而線性增加。但當(dāng)RDS(on) 降至低于最優(yōu)值時,，總功耗也會因輸出電容的快速增加而急劇上升,。此外，在圖3中可以看出,，可實現(xiàn)最低功耗的RDS(on)值范圍相當(dāng)寬,。在本例中，當(dāng)RDS(on)在1毫歐姆至3毫歐姆范圍內(nèi)時,，總功耗始終大致相同,。但是，在此范圍之外,，RDS(on)僅下降0.5毫歐姆,，便會令總功耗提高一倍，從而嚴(yán)重降低電源轉(zhuǎn)換器的效率,。
圖3. 功耗與RDS(on)值的關(guān)系
對于優(yōu)化SR,，另一個重要的問題是正確選擇MOSFET封裝。只要將TO-220封裝替換為SuperSO8封裝即可實現(xiàn)效率提升,。這是因為,，SuperSO8封裝的電阻占總RDS(on)的比例更低。在降低RDS(on)的同時,，保持輸出電容不變,，能夠降低FOMQoss。FOMQoss是特定MOSFET解決方案的性能指標(biāo)（FOMQoss= RDS(on) * Qoss）,。因此,，降低FOMQoss可以降低開關(guān)損耗，從而提高系統(tǒng)能效。
4. 應(yīng)當(dāng)按何種負(fù)載電流優(yōu)化MOSFET,？
要在整個負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)均衡的效率,，必須借助四象限SR器件優(yōu)化表對MOSFET電流做出合理的選擇。采用滿負(fù)載優(yōu)化,，可以在輸出電流較高時實現(xiàn)良好的效率,。但是，當(dāng)負(fù)載較低時,，這種方法會大大降低效率,，并且所需并聯(lián)MOSFET的數(shù)量將多得不能接受。因此,，必須找到最優(yōu)MOSFET電流,，以在整個輸出電流范圍內(nèi)實現(xiàn)相對恒定的效率值。
為闡明這個問題,，圖4顯示了不同優(yōu)化方法得到的效率,。圖中所示效率曲線為，當(dāng)變壓器電壓為40V,、柵極驅(qū)動電壓為10V,、開關(guān)頻率為100kHz時計算得到的12V同步整流級的效率。在75V優(yōu)化表中選擇 IPP034NE7N3,，按10 A MOSFET電流進(jìn)行設(shè)計,，所得到的優(yōu)化方案僅需一個MOSFET。如圖4所示,，這種優(yōu)化方案能夠在低電流時實現(xiàn)很高的效率,，而在高電流時效率卻極低。按50 A進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計,，所得到的最佳方案則需要5個MOSFET,。采用這種優(yōu)化方案，低電流時的效率將低得不能接受,，但在滿負(fù)載時可以達(dá)到最高效率,。因此，對該設(shè)置而言,，最佳優(yōu)化方案是采用兩個并聯(lián)的MOSFET,，從而獲得整體均衡的效率。
通常,，按最高輸出功率的20%至30%對MOSFET進(jìn)行優(yōu)化,，可以獲得均衡的總體效率。對于強調(diào)輕負(fù)載效率的系統(tǒng),，可以按最高電流的10%至20%的低電流進(jìn)行優(yōu)化,；而對于高負(fù)載設(shè)計,，則適于按最高電流的60%進(jìn)行優(yōu)化。應(yīng)當(dāng)避免按100%輸出負(fù)載進(jìn)行優(yōu)化,，因為這會嚴(yán)重降低系統(tǒng)的低負(fù)載效率,，并大大增加所需并聯(lián)的MOSFET數(shù)量。
圖4. 不同優(yōu)化方法實現(xiàn)的效率不盡相同
5. 借助四象限SR器件優(yōu)化表選擇MOSFET
為了幫助開發(fā)人員更輕松地為SR應(yīng)用選擇最優(yōu)MOSFET,，下面介紹一個四象限SR器件優(yōu)化表,。借助這個優(yōu)化表，可以根據(jù)三個應(yīng)用參數(shù)找到最適合的器件：次級變壓器電壓,、開關(guān)頻率和RMS MOSFET電流,。為便于理解，圖5給出了一個實際的例子,。
圖5. 四象限SR器件優(yōu)化表
使用優(yōu)化表時,，首先從次級變壓器電壓開始。在所用電壓值位置,，畫一條垂直的直線。在兩條線相交處可以選出特定的MOSFET,。通過一條水平的直線和一條垂直的直線,，便可選擇開關(guān)頻率和MOSFET電流。如前面所討論,，按最好從滿負(fù)載的20%至30%的電流值開始進(jìn)行選擇,。此時，可以在正Y軸上讀取最優(yōu)RDS(on)值,。在第四個象限中,，顯示了并聯(lián)MOSFET的最佳數(shù)量。在第四個象限中,，必須選擇之前在第一個象限中選定的MOSFET型號,。然后，按同樣的參數(shù)（變壓器電壓,、開關(guān)頻率和電流RMS）對另一個型號的MOSFET重復(fù)執(zhí)行這個選擇過程,。比較兩次選擇所得到的最優(yōu)RDS(on)值，最優(yōu)RDS(on)值越低的MOSFET所產(chǎn)生的功耗也越低,，因而是更加高效的解決方案,。
這個MOSFET選擇方法，是在假定應(yīng)用具備最優(yōu)開關(guān)性能的條件下計算得到的,。如果發(fā)生了諸如動態(tài)開啟或雪崩等二階效應(yīng),，那么這個優(yōu)化表可能不準(zhǔn)確。此外,，硬開關(guān)轉(zhuǎn)換器拓?fù)淇蓪崿F(xiàn)最佳結(jié)果,。任何諧振軟開關(guān)拓?fù)渚赡軐?dǎo)致失配,，因為可以回收利用開關(guān)過程產(chǎn)生的部分電量。在這種情況下,，實際最優(yōu)RDS(on) 值將低于計算得到的值,。請注意，一次側(cè)采用準(zhǔn)諧振拓?fù)洌ɡ缦嘁芞VS全橋）也可使二次側(cè)的同步整流實現(xiàn)硬開關(guān)性能,，從而也可以利用這種設(shè)計優(yōu)化表來進(jìn)行優(yōu)化,。
從這種優(yōu)化表得到的所有結(jié)果，均以理想的MOSFET性能為前提,。根據(jù)經(jīng)驗,，實際應(yīng)用的結(jié)果與按理想狀況計算得到的結(jié)果有所不同。因此,，利用這種優(yōu)化表得到的結(jié)果應(yīng)作為最優(yōu)器件選擇的參考,，以防止MOSFET性能不足或過高。如果利用這種優(yōu)化表得到的結(jié)果是在兩個不同的并聯(lián)MOSFET數(shù)量之間,，那么,，數(shù)量較低的方案是適于低負(fù)載的優(yōu)化方案，而數(shù)量較高的方案則是更適于高功率的優(yōu)化方案,。此外,，任何與同步整流級并聯(lián)的緩沖網(wǎng)絡(luò)均會影響器件的選擇，因此,，在設(shè)計時也必須予以考慮,。
要在整個負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)總體優(yōu)化，僅一次計算是不夠的,。除按特定負(fù)載值（電流值）計算最優(yōu)MOSFET之外,，還需要按不同負(fù)載電流在這個四象限優(yōu)化表上進(jìn)行多次計算，以擴大優(yōu)化范圍,。同時,，還要根據(jù)實際應(yīng)用要求，調(diào)整所得結(jié)果,。