RF6280 DC-DC轉(zhuǎn)換器相當于一個脈沖寬度調(diào)制(PWM)電壓模式控制器,，可以把Vset電壓提高到2.5倍[Vout=2.5(Vset)]。利用直流直流轉(zhuǎn)換器對每個功率級上的PA集電極電壓進行優(yōu)化,，電池耗電量的減小差不多等于Vout/Vin之比。對直流直流轉(zhuǎn)換器使用公式Pout=?Pin,，這里,？代表效率，可以推導出電池電流(Ibat)的公式Ibat=(Vout/?Vin)Iload,，這里Iload代表負載電流,。該式顯示電池電流是Vout/Vin之比，假設(shè)轉(zhuǎn)換器效率為100%,，且所有工作電壓級上負載恒定,。
圖6顯示了如何利用功率管理來降低電池的耗電量。圖中所示為當PA集電極電壓在每一個功率級上被最優(yōu)化調(diào)節(jié)時測得的電池耗電量,。此數(shù)據(jù)表明,，相比沒有集電極電壓調(diào)節(jié)的PA，在0dBm時,，電池耗電量可以降低約79%,。降低電池耗電量的另一種方法是采用模擬偏置控制技術(shù),。RF6285和RF6281 PA都設(shè)計有偏置電路，可以對控制電壓(Vctrl)進行調(diào)節(jié),，這樣,，在較低的功率級上，PA可以更低偏置,。相比無基極偏置調(diào)節(jié)的PA,，通過調(diào)節(jié)Vctrl，電池耗電量可以降低48%左右,。圖6中的“基極偏置調(diào)節(jié)”曲線顯示了只改變PA基極偏置的結(jié)果,。要進一步降低電池耗電量，在較低的功率級上,，PA基極偏置和集電極電壓都要減小,。如圖6所示的“基極偏置調(diào)節(jié)＋DC-DC”曲線，最終對電池電流的影響是減少約88%的電流,。利用這種控制電壓組合,，在0dBm以下的放大器輸出功率級上，PMIC和PA所消耗的總電池電流小于7mA,。
相比HSDPA調(diào)制信號,，語音調(diào)制信號的峰均功率比要更小。由于手機必須工作在兩種模式下,，故PA偏置須足夠高到維持充分的線性度,，以達到系統(tǒng)相鄰信道泄漏比(ACLR)要求。一旦PA偏置電壓的設(shè)置符合HSDPA要求,，在語音工作模式下,，這些相同的電壓級可提供額外的ACLR余裕(ACLR margin)。由于這種額外的ACLR余裕并非必需,，故可能會犧牲ACLR性能以節(jié)省更多的電池耗電量,。圖7中，在語音工作模式下,，通過減小HSDPA工作模式中所設(shè)置的控制電壓,，在最高功率級上可節(jié)省30mA的耗電量。這種靈活性讓設(shè)計人員能夠根據(jù)工作模式對線性度余裕,、斜率和功率進行權(quán)衡取舍,。
手機的散熱仍然是設(shè)計人員關(guān)注的一個問題。功率放大器(PA)是主要產(chǎn)熱器件,。直流直流轉(zhuǎn)換器的使用將讓PA集電極電壓工作在最小規(guī)定電壓和最大輸出功率(與電池電壓無關(guān))下,。下面以工作在最大輸出功率下的RF6285為例來說明如何利用直流直流轉(zhuǎn)換器降低功耗。
輸出功率為+27-dBm時,，RF6285的典型耗電量是450mA,。如式Pdiss=Pin-Pout所示,，功耗是輸入功率和輸出功率的函數(shù)，因為Pout恒定為+27dBm(0.5W),，故這時由Pin決定PA的功耗是多少,。在滿充電電池供電且無功率管理的條件下使用PA時，Pin的值為：Pin=4.5VX0.45A=2.03W,，此時功耗為1.53W,。在采用了功率管理的情況下，PA集電極被設(shè)置為3.1V,，故Pin=3.1VX0.45A=1.39W,，而功耗只有0.89W。這種電壓的減小可減少約42%的PA功耗,，這意味著PA芯片溫度將降低42°C,。
對運營商和手機制造商來說，手機的現(xiàn)場性能表現(xiàn)至關(guān)重要,。EVM和ACLR系統(tǒng)要求,，以及總輻射功率(TRP)和特定吸收率(SAR)限制，都需要失配負載條件下的穩(wěn)健性能,。此外,，后期校準手機在效率和功率精度上可能會受到不良影響。PA負載靈敏度對發(fā)射鏈路的總體性能十分重要,。RF6281,、RF6285、RF6241,、RF6242和RF6245 PA中采用了一種正交架構(gòu)來減小PA負載靈敏度,。這些器件采用帶有超前/滯后分離器和合成器網(wǎng)絡(luò)的并聯(lián)路徑放大器進行設(shè)計。在使用中,，無線網(wǎng)絡(luò)可以創(chuàng)建彼此相位差為90度的放大器路徑,，這需要PA穩(wěn)健工作。
圖8顯示了超前/滯后合成器網(wǎng)絡(luò)輸出失配時發(fā)生的情況,。這一仿真中，在Port1合成器輸出上有5.0:1 VSWR的失配,。使用5.0:1 VSWR的原因在于這是手機環(huán)境中可能發(fā)生的最壞失配情況,。Ports2和4受到的影響是阻抗轉(zhuǎn)換，亦即每個PA輸出2.0:1 VSWR,。前端組件插損可對天線失配起一定隔離作用,。典型前端組件插損至少3dB，這限定了超前/滯后合成器輸出的最壞情況VSWR是3.0:1,，而非5.0:1,。
圖9所示為測得的RF6285的ACLR性能與VSWR的關(guān)系,，從中可看出PA正交架構(gòu)的優(yōu)勢。作為參考,，在3.0:1的最壞情況VSWR下,，ACLR下降不到2dB，而單端PA時為10dB,。對于3.0:1的最壞情況VSWR,，RF6285的功率下降只有2.5dB，相同情況下單端PA則為3.5dB(圖10),。圖11顯示了RF6285的峰值集電極電流與VSWR的關(guān)系,。在2.0:1最壞情況VSWR下，RF6285的峰值集電極電流只增加了3%,，而相同條件下單端PA的增加了20%之多,。
3G手機的設(shè)計人員面臨著大量挑戰(zhàn)，究竟應該優(yōu)先解決那些問題,，需根據(jù)最終應用來決定,。像RD6280模塊這樣的解決方案可為多頻帶應用帶來靈活性的優(yōu)點，同時在所有功率級和工作模式下都能保持最佳性能,。相反地,，RF6241、RF6242和RF6245等高度集成的解決方案可減少元件數(shù)目求,。上述兩類解決方案都能夠滿足改進回退功率級下耗電量的要求,，而RD6280包含有PA PMIC，可提供更多的性能優(yōu)化,。