逐次逼近型(SAR) ADC提供高分辨率,、出色的精度和低功耗特性,。一旦選定一款精密SAR ADC，系統(tǒng)設(shè)計師就必須確定獲得最佳結(jié)果所需的支持電路,。需要考慮的三個主要方面是：模擬輸入信號與ADC接口的前端,、基準電壓源和數(shù)字接口。本文將重點介紹前端設(shè)計的電路要求和權(quán)衡因素,。關(guān)于其它方面的有用信息,，包括具體器件和系統(tǒng)信息，請參閱數(shù)據(jù)手冊和本文的 參考文獻。

前端包括兩個部分：驅(qū)動放大器和RC濾波器,。放大器調(diào)節(jié)輸入信號,，同時充當(dāng)信號源與ADC輸入端之間的低阻抗緩沖器。RC濾波器限制到達ADC輸入端的帶外噪聲,，幫助衰減ADC輸入端中開關(guān)電容的反沖影響,。

為SAR ADC選擇合適的放大器和RC濾波器可能很困難，特別是當(dāng)應(yīng)用不同于ADC數(shù)據(jù)手冊的常規(guī)用途時,。根據(jù)各種影響放大器和RC選擇的應(yīng)用因素,，我們提供了設(shè)計指南，可實現(xiàn)最佳解決方案,。主要考慮因素包括：輸入頻率,、吞吐速率和輸入復(fù)用。

選擇合適的RC濾波器
要選擇合適的RC濾波器,，必須計算單通道或多路復(fù)用應(yīng)用的RC帶寬,，然后選擇R和C的值。

圖1顯示了一個典型的放大器,、單極點RC濾波器和ADC,。ADC輸入構(gòu)成驅(qū)動電路的開關(guān)電容負載。其10 MHz輸入帶寬意味著需要在寬帶寬內(nèi)保證低噪聲以獲得良好的信噪比(SNR),。RC網(wǎng)絡(luò)限制輸入信號的帶寬,，并降低放大器和上游電路饋入ADC的噪聲量。不過,，帶寬限制過多會延長建立時間并使輸入信號失真,。

圖1. 典型放大器、RC濾波器和ADC

在建立ADC輸入和通過優(yōu)化帶寬限制噪聲時所需的最小RC值,，可以由假設(shè)通過指數(shù)方式建立階躍輸入來計算,。要計算階躍大小，需要知道輸入信號頻率,、幅度和ADC轉(zhuǎn)換時間,。轉(zhuǎn)換時間t_CONV（圖2）是指容性DAC從輸入端斷開并執(zhí)行位判斷以產(chǎn)生數(shù)字代碼所需的時間。轉(zhuǎn)換時間結(jié)束時,，保存前一樣本電荷的容性DAC切換回輸入端,。此階躍變化代表輸入信號在這段時間的變化量。此階躍建立所需的時間稱為“反向建立時間”,。

圖2. N位ADC的典型時序圖

在給定輸入頻率下,，一個正弦波信號的最大不失真變化率可通過下式計算：

如果ADC的轉(zhuǎn)換速率大大超出最大輸入頻率，則轉(zhuǎn)換期間輸入電壓的最大變化量為：

這是容性DAC切換回采集模式時出現(xiàn)的最大電壓階躍,。然后,，DAC電容與外部電容的并聯(lián)組合會衰減此階躍,。因此，外部電容必須相對較大,，達到幾nF,。此分析假設(shè)輸入開關(guān)導(dǎo)通電阻的影響可忽略不計。現(xiàn)在需要建立的階躍大小為：

接下來計算在ADC采集階段,，ADC輸入建立至½ LSB的時間常數(shù),。假設(shè)階躍輸入以指數(shù)方式建立，則所需RC時間常數(shù)τ為：

其中,， t_ACQ 為采集時間,， N_TC 為建立所需的時間常數(shù)數(shù)目。所需的時間常數(shù)數(shù)目可以通過計算階躍大小 V_STEP, 與建立誤差（本例為½ LSB）之比的自然對數(shù)來獲得：

因此,，

將上式代入前面的公式可得：

等效RC帶寬 = 

示例： 借助RC帶寬計算公式，選擇16位ADC AD7980 （如圖3所示）,，其轉(zhuǎn)換時間為710 ns,，吞吐速率為1 MSPS，采用5 V基準電壓,。最大目標(biāo)輸入頻率為100 kHz,。計算此頻率時的最大階躍：

然后，外部電容的電荷會衰減此階躍,。使用27 pF的DAC電容并假設(shè)外部電容為2.7 nF,，則衰減系數(shù)約為101。將這些值代入 V_STEP 計算公式：

接下來計算建立至½ LSB（16位,、5 V基準電壓）的時間常數(shù)數(shù)目：

采集時間為：

計算τ：

因此,，帶寬為3.11 MHz,， R_EXT 為 18.9 Ω.

圖3. 采用16位1 MSPS ADC AD7980的RC濾波器

最小帶寬、吞吐速率和輸入頻率之間的這種關(guān)系說明：輸入頻率越高,，則要求RC帶寬越高。同樣,，吞吐速率越高，則采集時間越短,，從而提高RC帶寬,。采集時間對所需帶寬的影響最大,；如果采集時間加倍（降低吞吐速率），所需帶寬將減半,。此簡化分析未包括二階電荷反沖效應(yīng),，它在低頻時變成主要影響因素。輸入頻率非常低時（<10 kHz,，包括DC）,，容性DAC上建立的始終是大約100 mV的電壓階躍。此數(shù)值應(yīng)作為上述分析的最小電壓階躍,。

多路復(fù)用 輸入信號很少是連續(xù)的,，通常由不同通道切換產(chǎn)生的大階躍組成。最差情況下,，一個通道處于負滿量程,，而下一個通道則處于正滿量程（見圖4）。這種情況下,，當(dāng)多路復(fù)用器切換通道時,，階躍大小將是ADC的滿量程，對于上例而言是5 V,。

圖4. 多路復(fù)用設(shè)置

在上例中使用多路復(fù)用輸入時，線性響應(yīng)所需的濾波器帶寬將提高到3.93 MHz（此時階躍大小為5 V,，而非單通道時的1.115 V）,。假設(shè)條件如下：多路復(fù)用器在轉(zhuǎn)換開始后不久即切換（圖5），放大器和RC正向建立時間足以使輸入電容在采集開始前穩(wěn)定下來,。

圖5. 多路復(fù)用時序

對于計算得到的RC帶寬,，可以利用表1進行檢查。從表中可知,，要使?jié)M量程階躍建立至16位,，需要11個時間常數(shù)（如表1）。對于計算的RC,，濾波器的正向建立時間為11 × 40.49 ns = 445 ns,，遠少于轉(zhuǎn)換時間710 ns。正向建立不需要全部發(fā)生在轉(zhuǎn)換期間（容性DAC切換到輸入端之前）,，但正向和反向建立時間之和不應(yīng)超過所需的吞吐速率,。對于低頻輸入，信號的變化率低得多,，因此正向建立并不十分重要,。

表1. 建立至N位分辨率所需的時間常數(shù)數(shù)目

計算出濾波器近似帶寬后，就可以分別選擇 R_EXT 和 C_EXT 的值,。上述計算假設(shè) C_EXT = 2.7 nF,，這是數(shù)據(jù)手冊所示應(yīng)用電路的典型值,。如果選擇較大的電容，則當(dāng)容性DAC切換回輸入端時,，對反沖的衰減幅度會更大,。然而，電容越大,，驅(qū)動放大器就越有可能變得不穩(wěn)定,，特別是給定帶寬下 R_EXT 值較小時。如果 R_EXT 值太小,，放大器相位裕量會降低,，可能導(dǎo)致放大器輸出發(fā)生響鈴振蕩或變得不穩(wěn)定。對于串聯(lián) R_EXT較小的負載,，應(yīng)采用低輸出阻抗的放大器來驅(qū)動,。可以利用RC組合和放大器的波特圖執(zhí)行穩(wěn)定性分析,，以便驗證相位裕量是否充足,。最好選擇1 nF至3 nF的電容值和合理的電阻值，以使驅(qū)動放大器保持穩(wěn)定,。此外務(wù)必使用低電壓系數(shù)的電容,，如NP0型，以保持低失真,。

R_EXT 的值必須能使失真水平保持在要求的范圍以內(nèi),。圖6顯示了驅(qū)動電路電阻對失真的影響與 AD7690輸入頻率的函數(shù)關(guān)系。失真隨著輸入頻率和源電阻的提高而提高,。導(dǎo)致這種失真的原因主要是容性DAC提供的阻抗的非線性特性,。

圖6. 源電阻對THD的影響與輸入頻率的關(guān)系

低輸入頻率(<10 kHz)可以支持較大的串聯(lián)電阻值。失真還與輸入信號幅度有關(guān),；對于同一失真水平,，較低的幅度可以支持較高的電阻值。計算上例中的 R_EXT ：τ = 51.16 ns,，假設(shè) C_EXT 為2.7 nF,，得到電阻值為18.9 Ω。這些值接近ADI數(shù)據(jù)手冊應(yīng)用部分給出的常見值,。

此處計算的標(biāo)稱RC值是有用的指南,，但不是最終解決方案。選擇 R_EXT 與 C_EXT 之間的適當(dāng)平衡點,，需要了解輸入頻率范圍,、放大器可以驅(qū)動多大的電容以及可接受的失真水平。為了優(yōu)化RC值，必須利用實際的硬件進行試驗,，從而實現(xiàn)最佳性能,。

選擇合適的放大器
在上一部分中，我們根據(jù)輸入信號和ADC吞吐速率,，計算了適合ADC輸入的RC帶寬。接下來必須利用此信息選擇合適的ADC驅(qū)動放大器,。需要考慮如下方面：

• 放大器大小信號帶寬
• 建立時間
• 放大器噪聲特性以及對系統(tǒng)噪聲的影響
• 失真
• 失真對于電源軌的裕量要求

該數(shù)據(jù)手冊通常會給出放大器的 小信號帶寬 ,。但是，根據(jù)輸入信號的類型,，大信號帶寬 可能更重要,，尤其是高輸入頻率(>100 kHz)或多路復(fù)用應(yīng)用（因為電壓擺幅較大），而且輸入信號的正向建立更加關(guān)鍵,。例如,，ADA4841-1 的小信號帶寬為80 MHz（20 mV p-p信號），但大信號帶寬僅3 MHz（2 V p-p信號）,。上例采用AD7980,，計算的RC帶寬為3.11 MHz。對于較低的輸入頻率,，ADA4841-1是很好的選擇,，因為其80 MHz小信號帶寬對于反向建立而言綽綽有余，但在多路復(fù)用應(yīng)用中則有困難,，因為對于大信號擺幅,，此時的RC帶寬要求提高到3.93 MHz。這種情況下,，更合適的放大器是ADA4897-1,，它具有30 MHz的大信號帶寬。一般而言,，放大器的小/大信號帶寬至少應(yīng)比RC帶寬大兩三倍,，具體取決于是以反向建立還是正向建立為主。如果要求放大器級提供電壓增益（這會降低可用帶寬）,，更適用這條原則,，甚至可能需要帶寬更寬的放大器。

看待正向建立要求的另一種方式是查看放大器的建立時間特性,，它通常是指建立到額定階躍大小某一百分比所需的時間,。對于16位到18位性能，通常要求建立到0.001%,，但大多數(shù)放大器僅指定不同階躍大小的0.1%或0.01%建立時間,。因此，為了確定建立特性是否支持ADC吞吐速率,，需要對這些數(shù)值進行折中,。ADA4841-1針對8 V階躍給出的0.01%建立時間為1 μs,。在驅(qū)動1 MSPS（1 μs周期）AD7980的多路復(fù)用應(yīng)用中，它將無法使?jié)M量程階躍的輸入及時建立,，但如果降低吞吐速率,，例如500 kSPS可能是可行的。

RC帶寬對于確定放大器的最大容許噪聲量十分重要,。放大器噪聲一般通過低頻1/f噪聲（0.1 Hz至10 Hz）和高頻時的寬帶噪聲譜密度（圖7所示噪聲曲線的平坦部分）來規(guī)定,。

圖7. ADA4084-2電壓噪聲與頻率的關(guān)系

折合到ADC輸入端的總噪聲可以按照如下方法計算。首先,，計算放大器寬帶頻譜密度在RC帶寬上的噪聲,。

其中， e_n = 噪聲頻譜密度(V/√?Hz), N = 放大器電路噪聲增益,， BW_RC = R帶寬(Hz),。.

然后，通常通過下式計算低頻1/f噪聲,；它通常指定為峰峰值,，需要轉(zhuǎn)換為均方根值。

其中,， = 1/f峰峰值噪聲電壓,，N = 放大器電路噪聲增益。

總噪聲為以上兩個噪聲的和方根：

為將驅(qū)動器噪聲對總SNR的影響降至最低,，此總噪聲應(yīng)為ADC噪聲的1⁄10左右,。根據(jù)目標(biāo)系統(tǒng)的SNR要求，可能還允許更高的噪聲,。例如,，如果ADC的SNR為91 dB， V_REF= 5 V,，則總噪聲應(yīng)小于或等于

由此值很容易算出1/f噪聲和寬帶噪聲譜密度的最大允許值,。假設(shè)擬用的放大器具有可忽略不計的1/f噪聲，以單位增益工作,，并采用RC帶寬為上例計算值(3.11 MHz)的濾波器,，那么

因此，該放大器的寬帶噪聲譜密度必須小于或等于2.26 nV/√?Hz,。ADA4841-1的寬帶噪聲譜密度為2.1 nV/√?Hz,，符合這一要求。

放大器需要考慮的另一個重要特性是特定輸入頻率時的失真,。通常,，為獲得最佳性能，16位ADC需要大約100 dB的總諧波失真(THD)，18位ADC需要大約110 dB,。圖8顯示對于2 V p-p輸入信號,，ADA4841-1的典型失真與頻率的關(guān)系圖。

圖8. ADA4841-1的失真與頻率的關(guān)系

圖中顯示的不是總諧波失真,，而是一般最為重要的二次和三次諧波成分,。ADA4841-1的噪聲非常小,，失真特性優(yōu)異,，足以驅(qū)動18位ADC到大約30 kHz。當(dāng)輸入頻率接近100 kHz或更高時,，失真性能開始下降,。為在高頻時實現(xiàn)低失真，需要使用功耗更高,、帶寬更寬的放大器,。較大的信號也會降低性能。對于0 V至5 V的ADC輸入,，失真性能信號范圍將提高到5 V p-p,。從圖8所示的失真圖可看出，這將產(chǎn)生不同的性能,，因此放大器可能需要測試,，以確保它滿足要求。圖9比較了多個輸出電壓水平的失真性能,。

圖9. 不同輸出電壓水平下失真與頻率的關(guān)系

裕量,，即放大器最大實際輸入/輸出擺幅與正負電軌之差，也可能影響THD,。放大器可能具有軌到軌輸入和/或輸出,，或者要求最高1 V甚至更大的裕量。即便是軌到軌輸入/輸出,，如果工作信號電平接近放大器的供電軌,，也將難以獲得良好的失真性能。因此,，最好應(yīng)選擇讓最大輸入/輸出信號遠離供電軌的電源電平,。考慮一個0 V至5 V輸入范圍的ADC,，采用ADA4841-1放大器驅(qū)動,，需要將ADC的范圍提高到最大。該放大器具有軌到軌輸出,，對輸入有1 V的裕量要求,。如果用作單位增益放大器，則至少需要1 V的輸入裕量，正電源至少必須是6 V,。輸出為軌到軌,，但仍然只能驅(qū)動到地或正供電軌的大約25 mV范圍內(nèi)，因而需要一個負供電軌,，以便一直驅(qū)動到地,。為了給失真性能留有一定的裕量，負供電軌可以是–1 V,。

如果允許降低ADC輸入范圍,，從而喪失一定的SNR，則可以消除負電源,。例如,，如果ADC的輸入范圍降為0.5 V至5 V，此10%損失將導(dǎo)致SNR降低大約1 dB,。然而,，這樣就可以將負供電軌接地，從而消除用以產(chǎn)生負電源的電路,，降低功耗和成本,。

因此，選擇放大器時,，務(wù)必考慮輸入和輸出信號范圍要求,，以便確定所需的電源電壓。本例中,，額定工作電壓為5 V的放大器不能滿足要求,；但ADA4841-1的額定電壓高達12 V，所以使用較高的電源電壓將能實現(xiàn)出色的性能,，并提供充足的電源裕量,。

關(guān)于特殊器件的附加信息

具有軌到軌輸出的低功耗、低噪聲,、低失真運算放大器
ADA4841-1低功耗運算放大器提供 2-nV/√?Hz 寬帶噪聲和–110 dBc無雜散動態(tài)范圍(SFDR),，非常適合驅(qū)動16位和18位PulSAR^® ADC，適用于便攜式儀器儀表,、工業(yè)過程控制和醫(yī)療設(shè)備,。該單位增益穩(wěn)定型放大器的特性包括：60 μV輸入失調(diào)電壓、114 dB開環(huán)增益,、114 dB共模抑制,、80 MHz帶寬(–3 dB)、12 V/µs壓擺率和175 ns的0.1%建立時間,。輸入信號范圍可擴展至負供電軌以下100 mV,，輸出擺幅可以達到任一供電軌的100 mV范圍內(nèi),，從而提供單電源工作能力。ADA4841-1可采用2.7 V至12 V單電源或±1.5 V至±6 V雙電源供電,，正常模式下的功耗為1.1 mA,，掉電模式下為40 μA。它采用8引腳SOIC封裝,，額定溫度范圍為–40°C至+125°C,，千片訂量報價為1.59美元/片。

具有軌到軌輸出的低噪聲,、低功耗運算放大器
ADA4897-1是一款低噪聲,、高速運算放大器，具有軌到軌輸出,、1 nV/√?Hz 電壓噪聲,、 2.8-pA/√?Hz 電流噪聲、230 MHz帶寬,、120 V/µs壓擺率,、45 ns建立時間，以及單位增益穩(wěn)定性,，是超聲、低噪聲前置放大器,，以及驅(qū)動高性能ADC和緩沖高性能DAC等應(yīng)用的理想選擇,。AD4897-1采用3 V至10 V單電源供電，功耗為3 mA,。它采用8引腳MSOP,、LFCSP和SOIC封裝，額定溫度范圍為−40°C至+125°C,，千片訂量報價為1.89美元/片,。

功耗7 mW的16位、1 MSPS逐次逼近型ADC
AD7980低功耗逐次逼近型ADC提供16位分辨率,，無失碼,，采樣速率為1 MSPS。它接受0至V_REF范圍內(nèi)的偽差分輸入,，特性包括91.5 dB信納比(SINAD),、–110 dB總諧波失真(THD)和最大±1.25 LSB積分非線性。逐次逼近架構(gòu)可確保無流水線延遲,，菊花鏈配置則允許多個ADC共用一條總線,。兩次轉(zhuǎn)換的間隙會自動掉電，其功耗與吞吐速率成正比,。AD7980采用2.5 V單電源供電,，1 MSPS時功耗為7 mW,，10 kSPS時為70 μW，待機模式下為350 pA,。它采用10引腳MSOP封裝,，額定溫度范圍為–40°C至+85°C，千片訂量報價為11.95美元/片,。