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雙管正激變換器Saber仿真應用研究
2014年微型機與應用第18期
范立榮,,楊 帆,,張凱強
珠海格力電器股份有限公司,廣東 珠海 519070
摘要: 傳統(tǒng)的單管正激變換器由于磁芯復位導致占空比漂移限制,MOSFET承受輸入2倍或更多的電源電壓,,使其應用受到限制,,而雙管正激變換器具有開關管電壓低,、無橋臂直通危險,、可靠性高及無需外加磁芯復位電路等優(yōu)點,因而廣泛應用在中大功率電路中,。從雙管正激變換器的原理入手,,在Saber軟件平臺搭建一個中等功率(200 W~500 W)雙管正激變換器模型,并對搭建的變換器模型進行在線實時仿真與修改,,最終得到了較為滿意的效果,。仿真結(jié)果不僅驗證了前面所述雙管正激變換器的優(yōu)點,而且表明該模型對縮短開發(fā)周期,、降低設計成本有顯著的效果。
Abstract:
Key words :

  摘  要: 傳統(tǒng)的單管正激變換器由于磁芯復位導致占空比漂移限制,,MOSFET承受輸入2倍或更多的電源電壓,,使其應用受到限制,而雙管正激變換器具有開關管電壓低,、無橋臂直通危險,、可靠性高及無需外加磁芯復位電路等優(yōu)點,因而廣泛應用在中大功率電路中。從雙管正激變換器的原理入手,,在Saber軟件平臺搭建一個中等功率(200 W~500 W)雙管正激變換器模型,,并對搭建的變換器模型進行在線實時仿真與修改,最終得到了較為滿意的效果,。仿真結(jié)果不僅驗證了前面所述雙管正激變換器的優(yōu)點,,而且表明該模型對縮短開發(fā)周期、降低設計成本有顯著的效果,。

  關鍵詞: 雙管正激,;磁芯復位;Saber

0 引言

  單管正激變換器拓撲具有結(jié)構(gòu)簡單,、工作可靠,、成本低廉等特點[1],但必須在開關管關斷期間使高頻變壓器進行去磁復位,,因此必須增加去磁繞組或外加RCD復位,,而外加RCD會造成較大的能量損失,使其變換器的效率下降,。

  本文在單管正激基礎上額外增加一個低功率的MOSFET和兩個高壓低功率二極管完成變壓器的磁通復位,,并將儲存在電感中的能量返回到輸入端,沒有功率損耗,,從而提高了電源的效率,。

1 變換器電路模型


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  圖1為雙管正激變換器電路基本模型,圖中Q1,、Q2為高壓低功率MOSFET,;D1、D2為Q1,、Q2內(nèi)部寄生的反并聯(lián)二極管,;D3和D4為輸出整流和續(xù)流二極管,起能量的儲存及傳遞作用,;T1為隔離和降壓用高頻變壓器,;LP為原邊繞組電感;Ls為副邊繞組電感,。高壓MOSFET-Q1和Q2關斷時通過D1,、D2釋放能量,同時Np的漏感將通過D1,、D2返回給輸入,,因此變壓器初級無需再有復位繞組。

2 關鍵參數(shù)計算

  2.1 電路設計規(guī)格

  電路設計規(guī)格如表1所示,。

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  2.2 高頻變壓器參數(shù)選型

 ?。?)確定變壓器銘牌型號

  首先選出與輸出功率大小及工作模式相匹配的高頻變壓器磁芯型號,,同時結(jié)合成本考慮,在此選擇PQ32/30,,Ap=2.408 6 cm4(根據(jù)經(jīng)驗公式求得的Ap值查磁芯規(guī)格表[2]),。

  (2)求匝比

  由相關公式求得變壓器初次級匝比n=0.236 8,。

 ?。?)求CCM磁化激磁電感Lmag

  由經(jīng)驗及相關公式計算原邊所需最小電感量為Lmag=5.495 mH。

 ?。?)計算初次級匝數(shù)

  經(jīng)計算,,原邊繞組匝數(shù)可取50匝,次級繞組取12匝,。

  2.3 高壓MOSFET選型

  功率管Q1,、Q2可選擇800 V功率MOSFET,電流可按變壓器最大初級峰值計算為4 A,,適當留一些裕量及功率擴展,,因此選擇800 V/7 A的FQA7N80C功率管。

3 變換器Saber模型仿真

  3.1 Saber簡介

  Saber是美國Synopsys公司的一款EDA軟件,,它為復雜的混合信號設計和驗證提供了一個功能強大的混合仿真器,,可以解決從系統(tǒng)開發(fā)到詳細設計、驗證等一系列問題[3],。Saber中含有豐富的模型庫,,尤其是含有豐富的變壓器模型,可兼容擴展Spice模型,,因此非常適合于開關電源及含PFC類的仿真,,本文充分利用Saber軟件這一功能在其軟件中搭建相關模型,并取得了較好的控制效果,。

  3.2 變換器仿真

  開關電源控制芯片采用Saber中較為通用的uc系列電流脈寬控制型芯片,,使電源系統(tǒng)由二階降為一階,使系統(tǒng)不存在有條件的環(huán)路穩(wěn)定問題,。同時由于雙管正激拓撲工作在占空比D<0.5,,故不需要像在單管正激中加入磁芯復位繞組。系統(tǒng)仿真模型如圖2所示,。

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  3.2.1 最低輸入電壓最大負載情況

  設置V1=Vin=Vinmin=265 V,,負載R5=242/200=2.88 Ω,圖3為仿真波形,。圖中,,從上到下依次為Q1、Q2的驅(qū)動PWM波信號,、變壓器原邊激磁電感兩端電壓信號,、上橋臂Q1-Vds信號、內(nèi)部寄生二極管D1及變壓器初次級端電流信號,。

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  從圖3可以看出,,兩路驅(qū)動信號滿足雙管正激驅(qū)動指令信號要求,驅(qū)動最高幅值為14.716 V,,開關頻率f=102.26 kHz,,最大占空比與設計的大體一致,說明設計正確,。

  圖4給出了輸出電壓及輸出電感電流波形,。

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  從圖4(a)可以看出,輸出電壓及電感電流波形動態(tài)及靜態(tài)性能良好(10 ms即達到穩(wěn)態(tài)),;從圖4(b)看出,,主路24 V輸出23.898 V,電壓紋波均在10 mV以內(nèi),,滿足設計精度150 mV要求,,電流紋波為53.6 mA,在100 mA以內(nèi),,均滿足設計精度要求,。

  3.2.2 額定電壓滿負荷情況

  設置Vin=Vinnom=311 V,主路24 V負載2.88 Ω,,圖5為仿真輸出波形,。圖中,從上到下為Q1,、Q2的驅(qū)動PWM波信號,、變壓器原邊激磁電感兩端電壓信號、上橋臂Q1-Vds信號,、內(nèi)部寄生二極管D1及變壓器初次級端電流信號,。

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  從圖5可以看出,兩路驅(qū)動信號滿足正激驅(qū)動信號要求,,驅(qū)動最高幅值為13.961 V,,開關頻率f=103.24 kHz,最大占空比為0.408 23,,功率管承受最大峰值為電源電壓311.85 V,。

  圖6給出了輸出電壓及輸出電感電流波形。

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  從圖6可以看出,,主路24 V輸出24.005 V,,電流輸出8.020 8 A,電壓紋波均在10 mV以內(nèi),,電流紋波為58.49 mA,,均滿足設計精度要求,,到達穩(wěn)態(tài)時間比低壓滿載快,為11 ms左右,。

  3.2.3 最高工作電壓輕載情況

  設置輸入最高工作電壓360 V,,主路負載100 Ω,即負載為滿載的6/200=1/30時(略?。?,測試變換器的輕負載特性,圖7為仿真輸出波形,。圖中從上到下依次為Q1,、Q2的驅(qū)動PWM波信號、變壓器原邊激磁電感兩端電壓信號,、上橋臂Q1-Vds信號,、內(nèi)部寄生二極管D1及變壓器初次級端電流信號。

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  從圖7可以看出,,2路驅(qū)動信號滿足雙管正激驅(qū)動指令信號要求,,驅(qū)動最高幅值為14.017 V,開關頻率f=101.66 kHz,,最小占空比為0.313 63,。功率管承受最大峰值為360.79 V,接近電源電壓,。

  圖8給出輸出帶不同負載情況下其驅(qū)動PWM波形,、輸出電壓及電流波形。

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  對比圖8(a),、(b)可以看出,,系統(tǒng)在高壓輕載時系統(tǒng)工作在DCM模式,輸出電壓會過沖,,而輸出電感電流亦會有一段754 μs死區(qū)(即PWM波丟失階段,,死區(qū)時間隨著負載的減輕而增加)。表2是由仿真負載數(shù)據(jù)從6 W~30 W時相對應的輸出電壓及占空比的值,。

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  因此,,雙管正激不太適合工作在輕載及空載場合,正常情況下應帶一定假負載,,如本文設計的需帶一定假負載20 W(即需要設計者調(diào)試出在最高輸入電壓下最輕負載下滿足的最低占空比),。

4 結(jié)論

  總體來說,雙管正激比單管正激拓撲簡單,,磁復位電壓等于輸入電壓,,最大占空比因此被限制在低于50%以下,不存在單管正激磁芯復位問題,,可靠性高,,不僅擴大了開關管及其負載功率的選擇范圍,,更有利于散熱系統(tǒng)的設計,可以較少考慮精確激磁電感和漏感的影響,,對中等功率等級有很大的適應性,,因此該變換器非常適用于高壓輸入及對精度要求較高的電源系統(tǒng)中,但適合工作在一定負載情況,,不太適合工作在空載或很輕負載的場合。

  參考文獻

  [1] 王國禮,,金新民.采用LCD箝位電路的正激DC-DC變換器[J].電工技術雜志,,2000(12):24-26.

  [2] 張友軍,張玉珍.雙管正激DC/DC變換器的損耗計算與優(yōu)化設計[J].江蘇電器,,2005(6):12-14.

  [3] 朱娟娟.基于Saber的單相Boost電路仿真與設計[J].科技廣場,,2007(11):213-215.




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