0 引言

　　為了充分利用LED燈的優(yōu)勢，一些經(jīng)典的電源驅(qū)動拓撲結(jié)構(gòu)被優(yōu)化和重新設(shè)計,。在隔離型AC/DC轉(zhuǎn)換器中,，有兩種主要的反饋模式：一種是文獻[1-2]中所述的副邊反饋，需要使用光電耦合器和精密穩(wěn)壓源構(gòu)成反饋環(huán)路,，這種反饋模式成本高,，并且造成原邊和副邊不可靠的隔離；另一種是文獻[3-5]中所述的原邊反饋,，雖然省略了副邊反饋所必須的光電耦合器,，但是需要利用變壓器中的輔助繞組去采集輸出功率信息，增大了變壓器的體積和成本,，并且由于輔助繞組造成變壓器原邊和副邊能量轉(zhuǎn)化效率較低,，恒流精度也受到影響。

　　對于隔離型反激式變換器,，在工作時,，變壓器區(qū)別于真正意義上的變壓器，其實只是兩個相互耦合的電感,。所以,，反激式變換器中的變壓器的初級和次級并不滿足真正意義上的變壓器所滿足的電壓比守恒,，但是根據(jù)能量守恒而滿足安匝比守恒[6]。根據(jù)這一關(guān)系,，可以由原邊電流的峰值來確定副邊電流的峰值,。副邊電流過零時，原邊主要電感與寄生電容會發(fā)生諧振,，通過這一信號可以控制副邊續(xù)流時間與開關(guān)周期的比值恒定,，以此來獲得恒定的輸出電流。

1 恒流原理

　　隔離型反激式拓撲結(jié)構(gòu)和芯片內(nèi)部模塊框圖如圖1所示,。根據(jù)反激式變換器工作原理,，在開關(guān)管NM1導(dǎo)通時，變壓器原邊繞組上的電流Ip線性上升至最大值Ippk,，上升斜率是Vdc/Lp,，其中Vdc是原邊繞組兩端的電壓，Lp是原邊繞組電感,。此時,，由于副邊繞組上的二極管DO反偏，副邊繞組上沒有電流,，負載靠濾波儲能電容CO供電,。當(dāng)開關(guān)管NM1關(guān)斷時，原邊電流瞬間減小至零,，儲存在原邊繞組上的能量傳遞給副邊繞組,，二極管DO導(dǎo)通，副邊瞬間獲得一個電流峰值Ispk,，并線性下降,，下降斜率是-(VO-0.7)/Ls，其中VO是負載上的輸出電壓,，Ls是副邊繞組電感,。

　　在開關(guān)管NM1轉(zhuǎn)換前瞬間，原邊電流處于最大值Ippk,，儲存在原邊電感上的能量：

　　根據(jù)能量守恒原則,，在開關(guān)管NM1關(guān)斷后瞬間，儲存在副邊電感上的能量：

　　在此認為理想情況下,，能量的轉(zhuǎn)換效率是100%,。根據(jù)繞組的電感正比于繞組匝數(shù)的平方，即L∝N2,，可以得到安匝比守恒關(guān)系式(3)。

　　所以,，反激式變換器并非真正意義上的變壓器,，而是起到反激扼流圈的作用,。不同于變壓器所滿足的電壓比守恒，反激式變換器滿足安匝比守恒[6]：

　　其中Np和Ns分別是變壓器原邊和副邊繞組的匝數(shù),。

　　如圖2所示,，在開關(guān)管NM1導(dǎo)通時間Ton內(nèi)，原邊電流Ip上升至最大值Ippk：

　　在開關(guān)管NM1關(guān)斷后,，根據(jù)式(3)的安匝比關(guān)系,，副邊獲得的峰值電流為：

　　開關(guān)管NM1關(guān)斷的時間可以分為兩段，一段時間是Td,，即副邊二極管續(xù)流時間段,；另一段時間是Toff，稱為死區(qū)時間,，即原邊和副邊電流都為零的時間段,。當(dāng)Toff>0時，反激式變換器工作在電流斷續(xù)模式,；當(dāng)Toff=0時,，反激式變換器工作在臨界模式；否則,，工作在電流連續(xù)模式,。

　　如圖1和圖2所示，三角波電流Is經(jīng)過濾波電容CO后可以得到一個近似恒流的ILED,。根據(jù)電荷守恒原理,，在一個周期內(nèi)，圖2所示的陰影部分面積SA1=SA2,，所以：

　　當(dāng)控制Ispk值恒定時,，既能獲得一個恒定的LED驅(qū)動電流ILED。

　　2 恒流設(shè)計

　　在變壓器結(jié)構(gòu)確定的情況下,，當(dāng)原邊峰值電流Ippk恒定時就能確定一個恒定值的Ispk,。可以通過電流檢測電路來確定一個恒定的原邊電流峰值,。

　　如圖3所示,，通過電流采樣電阻RCS將原邊電流信號Ip轉(zhuǎn)換成電壓信號VCS，VCS與基準電壓信號Vref1通過電壓比較器Comp1進行比較,。當(dāng)VCS>Vref1時,，電壓比較器Comp1輸出低電平信號將開關(guān)管NM1關(guān)斷，則VCS的最大值被限制在Vref1,，這也就限制了原邊電流信號Ip的最大值為：

　　則副邊電流Is的峰值為：

　　圖4是一種恒定Td/T值的計時電路簡圖,。

　　圖4計時電路中ZCD模塊是副邊電流過零檢測電路。在副邊電流減小至零時,，原邊的主要電感與開關(guān)管的寄生電容之間將發(fā)生諧振現(xiàn)象,，以此來作為副邊電流過零時刻的信號,，如圖5所示。文獻[7]描述了MOSFET的寄生電容來源于原子的橫向擴散作用,。文獻[8-9]是將原邊主要電感與開關(guān)管寄生電容之間的諧振的發(fā)生作為副邊電流過零信號的應(yīng)用,。

　　當(dāng)原邊電流到達峰值時，將控制電容Ct放電,；當(dāng)副邊電流過零時,，將控制電容Ct充電。電容Ct具有計時作用,，可以將副邊的續(xù)流時間Td與開關(guān)周期T的比值恒定,。

　　當(dāng)電容上的電壓Vct上升至基準電壓Vref2時，開關(guān)管NM1導(dǎo)通,。原邊電流Ip線性上升至最大值Ippk,，這時比較器Comp1將輸出低電平信號，將開關(guān)管NM1關(guān)斷,，并且控制計時電容Ct放電,。將副邊續(xù)流時間Td分為兩個部分Td1和Td2，在Td1時間段,，計時電容上的電壓Vct下降至基準電壓Vref2,；在Td2時間段，計時電容上的電壓Vct下降至Vmin,。副邊電流下降至零時,，過零檢測模塊電路將確定這一過零點，并控制計時電容Ct充電,。在開關(guān)管NM1再次導(dǎo)通之前,，計時電容上的電壓Vct上升必須要上升至基準電壓Vref2。

　　在IC中,，將設(shè)計對于計時電容Ct充放電的電流Ic和Id由同一個電流源Iref鏡像而來,。設(shè)Ic=1 Iref，Id=2 Iref,。

　　開關(guān)管導(dǎo)通時間為：

　　開關(guān)周期T為：

　　副邊續(xù)流時間為：

　　則副邊續(xù)流時間與開關(guān)周期的比值為：

　　根據(jù)式(15)可知,，副邊續(xù)流時間與開關(guān)周期的比值與計時電容Ct上的電壓能上升的最大值和能下降的最小值無關(guān)，只與計時電容Ct的充電電流與放電電流的比值有關(guān),。

　　綜上所述,，就可以控制Ispk和值恒定。輸出電流：

　　3 仿真

　　根據(jù)上述的設(shè)計原理,，利用華虹公司的1 m 40 V工藝進行設(shè)計,。電氣參數(shù)如表1所示。

　　如圖7所示，在開關(guān)管由導(dǎo)通轉(zhuǎn)變?yōu)閿嚅_狀態(tài)后,，Vout上有振蕩信號,。這是由變壓器的漏感Lleak和寄生電容之間發(fā)生了諧振。其振蕩信號有可能被過零檢測電路誤判為副邊電流過零信號,，所以要在開關(guān)管由導(dǎo)通轉(zhuǎn)變?yōu)閿嚅_狀態(tài)后設(shè)置一段屏蔽時間，使過零檢測電路在這段時間內(nèi)不工作,，以防止誤判的發(fā)生,。

　　使用輔助繞組的驅(qū)動應(yīng)用中，可以通過輔助繞組反饋的電壓信息來判斷輸出電流電壓是否過大,，以此來作為輸出電壓過大的保護使能信號,。在本文省略輔助繞組的反激式驅(qū)動設(shè)計中，可以通過限制副邊續(xù)流的時間來起到過壓保護的作用,。輸出電壓VLED的最大值為：

　　副邊續(xù)流時間Td可以通過過零檢測電路來判定,，當(dāng)Td小于一個特定的值時，則判斷VLED過大,，啟動過壓保護,。

　　如圖6所示，Vmin≥0,，對于二極管的最大續(xù)流時間Td是有限制,，也就意味著對于最大負載量是有限制的。否則會出現(xiàn)計時電容上的電壓Vct存在觸底平坦的時間段,，在這種情況下恒流效果就得不到保證,。根據(jù)式(14)有：

　　與之相對應(yīng)的是觸頂平坦時間，當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時間Ton過長時,，就會出現(xiàn)這種情況,，這同樣會影響恒流精度。

4 結(jié)論

　　在反激式拓撲結(jié)構(gòu)中,，當(dāng)副邊電流過零時,，由于原邊主要電感和開關(guān)管的寄生電容之間會發(fā)生諧振，這一諧振信號可以用于副邊續(xù)流時間結(jié)束的信號,。通過計時電容的充放電來實現(xiàn)對于開關(guān)管導(dǎo)通時間,、副邊續(xù)流時間和截止時間的計時，以此來控制副邊續(xù)流時間與周期的比值恒定,，并且,，通過采樣電阻來確定原邊電流的最大值。根據(jù)電荷守恒定律,，輸出電流由于以上兩個值的確定而恒定,。

　　參考文獻

　　[1] PANOV Y，JOVANOVIC′ M M.Small-signal analysis and control design of isolated power supplies with optocoupler feedback[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2005,，20(4)：823-832.

　　[2] KLEEBCHAMPEE W,，BUNLAKSANANUSORN C.Modeling and control design of a current-mode controlled flyback converter with optocoupler feecdback[C].International Con-ference on Power Electronics and Drives Systems.Kuala Lumpur，2005：787-792.

　　[3] Wu Yingqing,，Liu Tingzhang,，Shen Jingjie，et al.Constant current LED driver based on flyback structure with primary side control[C].Power Engineering and Automation Confer-ence,，2011：260-263.

　　[4] Zhang Junming,，Zeng Hulong，Jiang Ting.A primary-side control scheme for high-power-factor LED driver with triacdimming capability[J].IEEE Transactions on Power Elec-tronics,，2012,，27(11)：4619-4629.

　　[5] Chern Tzuen-Lih，Liu Li-Hsiang,，Pan Ping-Lung et al.Single-stage flyback converter for constant current output LED driver with power factor correction[C].4th IEEE Con-ference on Industrial Electronics and Applications,，Xi′an，2009：2891-2896.

　　[6] PRESSMAN A L,，BILLINGS K,，MOREY T.Switching powersupply design，3rd ed[M].New York：McGraw Hill Profes-sional,，2009：117-146.

　　[7] JACOB BAKER R.Circuit design,，layout，and simulation[M].Third Edition.United States of America,，IEEE Press,，2010：116-118.

　　[8] Wu Tsung-Hsiu.Quasi-resonant fly-back converter without auxiliary winding[P].America：US20080278974，Mar.2011.

　　[9] Nie Weidong,，Wu Jin,，Yu Zongguang.A simple cost-effectivePSR LED driver without auxiliary winding[J].IEICE Elec-tronics Express，2013,，10(23)：1-9.