0 引言

　　隨著全球性能源危機(jī)和環(huán)境污染日益嚴(yán)重，電動汽車產(chǎn)業(yè)的興起緩解了這些壓力,，而串聯(lián)鋰電池組作為電動汽車的動力源,，其工作的可靠性和壽命對電動汽車是至關(guān)重要的。由于電池存在“先天和后天”的因素[1],，內(nèi)部單體電池工作電壓會不一致[2],，故需要對電池組內(nèi)進(jìn)行能量均衡,。目前，各國學(xué)者對能量均衡電路和均衡策略作了研究[3],，能量均衡電路包括能量耗散式和能量轉(zhuǎn)移式[4],，能量耗散式成本低但發(fā)熱量大[5]；能量轉(zhuǎn)移式能量利用率高,，但控制邏輯電路設(shè)計復(fù)雜[6]。均衡策略[7]主要有最大值法[8],，優(yōu)點是能量消耗相對較小,，缺點是均衡時間較長，效率較低,；平均值法[9]均衡策略適用于一部分單體電池的電壓比平均值稍高,，另外一部分電壓比平均值稍低的情況。優(yōu)點是均衡時間短,，但均衡的電池數(shù)量多時,，能量消耗較大；電池SOC法[10],，通過建立電池SOC模型,，對不同容量電池進(jìn)行均衡。該方法控制精確,，但建模過程比較復(fù)雜,。本文采用一種能量轉(zhuǎn)移式的均衡電路，并結(jié)合模糊邏輯控制理論[11],，提出一種自適應(yīng)模糊PID均衡控制的方案,。

1 均衡電路

　　控制策略的實現(xiàn)需要均衡電路為依托，本文采用的均衡電路如圖1所示,。虛線框為一個均衡模塊,，由電感L1、電容C1,、MOSFET開關(guān)管Q1,、Q2、二極管D1,、D2構(gòu)成,。相鄰能量轉(zhuǎn)移是通過電感和電容進(jìn)行的。假設(shè)VB1>VB2,，通過PWM控制Q1開啟,，此時電池B1、Q1,、L1形成環(huán)路,，給L1充能,，同時C1的能量也通過Q1、L1,、B2,、C1負(fù)端形成回路給電池B2充電；當(dāng)VC1與VB1相等時,，斷開Q1,，此時D2正向?qū)姵谺1、C1,、D2,、L1二極管形成環(huán)路，同時L1,、B2,、D2也形成環(huán)路。L1儲存的能量轉(zhuǎn)移給B1,，循環(huán)上述過程,，直至B1、B2電池電壓達(dá)到均衡,。此過程中MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷時間會直接影響均衡時間,，根據(jù)不同工況對通斷時間進(jìn)行控制，更有利于提高電池均衡的效率,，基于此提出一種合理的均衡控制策略,。

2 自適應(yīng)模糊PID均衡控制器設(shè)計

　　本文將經(jīng)典PID控制與模糊邏輯推理系統(tǒng)相結(jié)合，根據(jù)流入均衡電路電流的大小對MOSFET開關(guān)時間進(jìn)行控制,。一方面在實現(xiàn)使被控對象有良好的動態(tài),、靜態(tài)性能準(zhǔn)確控制的同時，避免復(fù)雜的建模過程,；另一方面通過模糊控制原理對ΔKp,、ΔKi、ΔKd在線修改,?？刂破鹘Y(jié)構(gòu)圖如圖2所示。

　　模糊PID控制器以相鄰電池平均值和相鄰電池電壓差(VE=VB1-VB2)為輸入,，修整系數(shù)ΔKp,、ΔKi、ΔKd為輸出,，則模糊PID控制器輸出參數(shù)為式(1),、(2)、(3)所示,，K為PID控制器初始參數(shù)值,。

　　2.1 模糊PID控制器參數(shù)計算

　　設(shè)計的模糊控制器為一個兩輸入三輸出結(jié)構(gòu),。VE、輸入,，ΔKp,、ΔKi、ΔKd為輸出,。其中模糊控制器的參數(shù)基本論域為VE∈[0.1,，0.7]，ΔKp∈[-30,，30],，ΔKi∈[-6，6],，ΔKd∈[-2，2],。模糊等級論域為[-3,，3]間的整數(shù)，各變量模糊詞集均為{零,，小,，中，大},，記為{0,，S，M,，B},。模糊控制器的量化因子Ke，Kb,，KΔKp,，KΔKi，KΔKd由經(jīng)驗公式得式(4)～式(8),。

　　PID初始參數(shù)值可由動態(tài)特性法,、衰減曲線法、Z-N經(jīng)驗公式法,、穩(wěn)定邊界法計算,。本文選取的是穩(wěn)定邊界法，可以在不需要建模的情況下,，確定PID初始參數(shù)值,。計算公式如下：

　　2.2 模糊控制器隸屬函數(shù)

　　根據(jù)電池均衡的特點，選取輸入量隸屬函數(shù)為高斯類型,，輸出量隸屬函數(shù)為三角形類型,，隸屬函數(shù)曲線圖分別如圖3所示,。

　　2.3 控制規(guī)則表

　　根據(jù)VE的輸入量關(guān)系有以下控制規(guī)則，(1)VE,、較大時應(yīng)使控制系統(tǒng)響應(yīng)迅速,，以盡快消除電壓差，但同時要避免產(chǎn)生超調(diào)導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定的現(xiàn)象,，因此選取較大的ΔKp,，較小的ΔKd，其中ΔKi取0,。(2)VE中等大小時,，在保持響應(yīng)速度的同時，有著適中的超調(diào),。故應(yīng)選擇中等大小的ΔKp,，較小的ΔKi和中等的ΔKd。(3)VE較小時,，為了保持系統(tǒng)工作的穩(wěn)定性,，同時改善系統(tǒng)的動態(tài)性能，故取較大的ΔKp,、中等大的ΔKi和較小的ΔKd,。根據(jù)上述規(guī)則，建立控制規(guī)則如表1,、表2,、表3所示。

　　將上述的模糊規(guī)則寫成If-then語句模式,?？梢詫?yīng)有16條模糊規(guī)則。設(shè)R為總的模糊關(guān)系,，則R=R1∪R2…R15∪R16對應(yīng)ΔKp=(Ve×Vb)R,。然后用最大隸屬度法進(jìn)行非模糊化處理得到輸出值。同理可求ΔKi和ΔKd的模糊關(guān)系,。

3 仿真分析

　　用MATLAB/Simulink對兩節(jié)電池建立均衡的模型,，如圖4、圖5所示,。電池模型的選取為Simulink庫中的集成模塊,， B1和B2的SOC分別設(shè)為95%和90%（即V1=3.9 V，V2=3.6 V）,，電感L1=100 μH,，電容C1=500 μF，MOSFET管Q1,、Q2,，二極管D1,、D2為默認(rèn)值。其中PWM封裝系統(tǒng),，可以根據(jù)模糊控制器輸出的電流大小進(jìn)行邏輯運算產(chǎn)生不同占空比的方波對MOSFET的通斷進(jìn)行控制,，S函數(shù)模塊為MOSFET管選擇開關(guān)。采用模糊PID控制器進(jìn)行均衡時,，電壓均衡曲線如圖6所示,。采用平均值法進(jìn)行均衡的電壓均衡曲線如圖7所示。對比兩種情況下的仿真曲線,。模糊PID控制時電壓達(dá)到一致時約為1.4 ms,，平均值法控制電壓達(dá)到一致時約為1.7 ms。是由于模糊PID控制采用輸出的MOSFET頻率是可變的,，平均值法采用輸出的MOSFET頻率是不變的,，前者能更適應(yīng)實際的均衡工作過程；從均衡后電壓曲線效果上模糊PID控制的均衡電壓曲線擬合情況良好,，而平均值法繼續(xù)均衡時電壓曲線擬合度相對較差,。

4 結(jié)論

　　電池均衡策略對于電池均衡效果有著重要的作用，本文采用模糊系統(tǒng)與傳統(tǒng)PID控制相結(jié)合的方法,，設(shè)計了一種模糊PID控制的電池均衡模塊，MATLAB/Simulink仿真電池均衡電壓曲線對比得出,。

　　模糊PID控制的電池均衡時間上優(yōu)于平均值法均衡控制的時間,；從均衡后的電壓曲線擬合效果上，模糊PID控制均衡的效果上優(yōu)于平均值法均衡,。

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