GaN技術(shù)概述

GaN高電子遷移率晶體管 (HEMT) 首次問世是在2004年。HEMT結(jié)構(gòu)表現(xiàn)出非同尋常的高電子遷移率,，這個值所表示的是一個AlGaN和GaN異構(gòu)表面附近的二維電子氣 (2DEG),。正因如此，GaN HEMT也被稱為異構(gòu)FET (HFET),，或者簡單地稱為FET,。基本GaN晶體管結(jié)構(gòu)如圖1中所示 [13],。源電極和漏電極穿透AlGaN層的頂部,，并且接觸到下面的2DEG。這就在源極和漏極之間形成一個低阻抗路徑,，而也就自然而然地形成了一個D模式器件,。通過將負電壓施加到柵極上，2DEG的電子被耗盡,，晶體管被關(guān)閉,。

圖2—E-mode GaN FET結(jié)構(gòu)

增強模式 (E-mode) GaN晶體管器件使用與D-mode GaN器件一樣的基底工藝,，在一個硅 (Si) 或碳化硅 (SiC) 基板頂部培養(yǎng)一層薄薄的氮化鋁 (AlN) 絕緣層。然后,，高阻性GaN和一個氮化鋁鎵與GaN的異構(gòu)體被先后放置在AlN上,。源電極與2DEG接觸，而漏電極與GaN接觸,。對于柵極的進一步處理在柵極下形成一個耗盡層,。圖2中給出了這個基本結(jié)構(gòu)。要接通FET,，必須在柵極上施加一個正電壓,。

B．GaN，SiC和Si的物理屬性比較

一個半導(dǎo)體材料的物理屬性決定了終端器件的最終性能,。表1中顯示的是影響器件性能的主要屬性,。

表1—GaN、SiC和Si在300 Kelvin時的材料屬性 [14-18],。

EG是帶隙能量,。EG>1.4的半導(dǎo)體通常被稱為寬帶隙材料。EG更大的材料將需要更多的能量來將電子從其鍵位上斷開,，以穿越帶隙,。它具有更低的泄露電流和更高的溫度穩(wěn)定性。EBR是臨界區(qū)域擊穿電壓,，這個電壓會直接影響到電離和雪崩擊穿電壓電平,。VS是飽和速率。峰值電子漂移速率決定了開關(guān)頻率限值,。μ是電子遷移率,，它與接通電阻成反比。接通電阻與這個參數(shù)之間的關(guān)系為 [19]：

與一個Si器件相比,，如圖3的品質(zhì)因數(shù)中所示,，碳化硅的接通電阻減少了大約500倍，而對于一個指定尺寸的半導(dǎo)體來說,，GaN的這些值甚至更高,。

圖3—硅、碳化硅和氮化鎵理論接通電阻與阻斷電壓能力之間的關(guān)系 [16],。

過去三十年間,，硅 (Si) 在功率應(yīng)用中占主導(dǎo)地位。但是,，隨著其性能接近了理論限值,，性能方面的提升也變得十分有限。作為2個新興半導(dǎo)體材料,，SiC和GaN看起來似乎是針對未來高性能應(yīng)用的極有發(fā)展前途的候選材料,。

C．在FET模式和二極管模式中運行的GaN器件

D-mode和E-mode GaN FET的輸出特性如圖4中所示 [13],。很明顯，D-mode器件使用起來不太方便,，其原因在于,，將一個功率級連接至DC輸入之前，必須在功率器件上施加一個負偏置電壓,。相反地,，E-mode GaN FET，正如MOSFET,，通常情況下是關(guān)閉的,，并且對于應(yīng)用來說更加友好。然而,，常開型GaN器件更加易于生產(chǎn),，并且性能要好很多 [20]。對于一個指定區(qū)域或?qū)娮?，D-mode GaN FET的柵極電荷和輸出電容比E-mode GaN FET的少一半,。而這在開關(guān)電力轉(zhuǎn)換器應(yīng)用中具有重大優(yōu)勢,。對于高壓GaN器件來說,，大多數(shù)供應(yīng)商正在使用圖5中所示的，具有共源共柵LV NMOSFET結(jié)構(gòu)的D-mode GaN,。LV NMOS是一種具有低Rds-on和快速反向恢復(fù)體二極管的20V-30V硅材料N溝道MOSFET,。當(dāng)把一個正電壓施加到GaN共源共柵FET的漏極與源極之間時，內(nèi)部MOSFET的Vds在FET關(guān)閉時開始上升,，進而在GaN器件的柵極和源極上形成一個負電壓,，從而使GaN器件關(guān)閉。通常情況下,，MOSFET的Vds將保持幾伏特的電壓,，這個電壓足夠使GaN器件保持在關(guān)閉狀態(tài)。當(dāng)施加?xùn)艠O電壓時,，MOSFET被接通,，這使得MOSFET的柵極與源極短接，隨后,，GaN器件被接通,。在FET模式下，一個GaN共源共柵FET與具有擴展GaN電壓額定值和附加GaN電阻的集成MOSFET的工作方式十分相似,。然而,，GaN器件決定了輸出電容值，而這個值遠遠小于與之相對應(yīng)的MOSFET的Coss,。GaN器件本身沒有體二極管,，但是,，當(dāng)反向電流被施加到GaN共源共柵FET上時，MOSFET的體二極管首先導(dǎo)電,，而這樣實際上就把體二極管的Vf施加到GaN器件的柵極上,，隨后GaN器件被接通。這樣的話,，低壓FET的體二極管運行為共源共柵開關(guān)“體二極管”,。由于LV MOSFET的正向壓降和Qrr比高壓MOSFET要低，所以這樣做還是有其實際意義的,。出色的體二極管運行方式是GaN共源共柵FET的其中一個主要特性和優(yōu)勢,。由于對GaN共源共柵FET驅(qū)動的要求與對于傳統(tǒng)MOSFET的要求是一樣的，在應(yīng)用采用方面,，MOSFET的直接簡易替換也是GaN共源共柵FET的另外一個優(yōu)勢,。共源共柵方法的缺點在于，集成MOSFET必須在每個開關(guān)周期內(nèi)切換,。GaN共源共柵FET繼承了MOSFET開關(guān)的某些特點,，其中包括大柵極電荷與反向恢復(fù)。這些特點限制了GaN器件的性能,。

圖4—D-mode GaN FET（上圖）和E-mode GaN FET（下圖）的輸出特點 [13]

D．安全GaN FET

為了克服共源共柵結(jié)構(gòu)的缺點,，我們在這里介紹一個全新的安全GaN FET結(jié)構(gòu)（如圖6中所示）。

圖6—安全GaN FET結(jié)構(gòu)

這個安全GaN FET集成了一個常開型GaN器件,、一個LV MOSFET,、一個啟動電路和一個用于GaN器件的柵極驅(qū)動器。MOSFET的功能與其在GaN共源共柵FET結(jié)構(gòu)中的功能一樣,。它確保常開型GaN器件在Vcc偏置電壓被施加前關(guān)閉,。在Vcc被施加，并且柵極驅(qū)動器建立一個穩(wěn)定的負偏置電壓后,，啟動邏輯電路將MOSFET打開,，并在隨后保持接通狀態(tài)。由于GaN器件不具有少數(shù)載子,，也就不存在反向恢復(fù),，與相對應(yīng)的MOSFET相比，GaN的柵極電容要少10倍,，輸出電容要低數(shù)倍,。安全GaN FET完全涵蓋了GaN所具有的優(yōu)勢。出色的開關(guān)特性確保了全新的開關(guān)轉(zhuǎn)換器性能等級,。還應(yīng)指出的一點是,，由于安全GaN FET內(nèi)沒有實際存在的體二極管，當(dāng)一個負電流流經(jīng)GaN FET，并且在漏極和源極上產(chǎn)生出一個負電壓時,，這個GaN器件的運行方式與二極管一樣,。GaN FET在Vds達到特定的閥值時開始反向傳導(dǎo)，而這個閥值就是“體二極管”正向壓降,。正向壓降可以很高,，達到數(shù)伏特。有必要接通GaN FET來減少二極管模式下運行時的傳導(dǎo)損耗,。

III．圖騰柱PFC CCM控制

圖騰柱PFC是一款不錯的測試工具,，可以在硬開關(guān)模式中對安全GaN FET進行評估。圖7中所示的是一個常見的圖騰柱PFC電源電路,。Q3和Q4是安全GaN FET,；Q1和Q2是AC整流器FET，它在AC線路頻率上開關(guān),；而D1和D2是浪涌路徑二極管,。當(dāng)AC電壓被輸入，并且Vac1-Vac2處于正周期內(nèi),，Q2被接通時,，Q4運行為一個有源開關(guān)，而Q3運行為一個升壓二極管,。為了減少二極管的傳導(dǎo)損耗,，Q4在同步整流模式中運行。而對于負AC輸入周期,，此電路的運行方式一樣,，但是具有交流開關(guān)功能,。

圖7—有源開關(guān)周期（上圖）和續(xù)流周期（下圖）中,，正AC輸入下，圖騰柱PFC的工作方式,。

正如在第II部分中描述的那樣,，這個“體二極管”具有一個很明顯的正壓降。這個GaN FET應(yīng)該在續(xù)流期間被接通,。為了實現(xiàn)CCM運行,，在插入特定的死區(qū)時間的同時，有源FET和續(xù)流FET分別在占空比D和1-D內(nèi)開關(guān),。如圖8中所示,，在重負載下，電感器電流可以全為正,，不過在輕負載情況下,，這個電流可以變?yōu)樨摗?/p>

圖8—重負載（上圖）和輕負載（下圖）情況下的PFC電感器電流。

特定的負電流對于軟開關(guān)有所幫助，但是,，過高的負電流會導(dǎo)致較大的循環(huán)功率和低效率,。為了實現(xiàn)最優(yōu)效率，GaN FET的接通和關(guān)閉死區(qū)時間需要根據(jù)負載和線路情況進行實時控制,。由于GaN FET輸出電容,，Coss，不會隨Vds電壓的波動而大幅變化,，從有源FET關(guān)閉到續(xù)流FET接通的死區(qū)時間Td-on可以計算為,，

在這里，Vo是PFC輸出電壓,，而IL-peak是峰值電感器電流,。

在CCM模式下，被定義為續(xù)流FET關(guān)閉到有源FET接通的死區(qū)時間Td-off應(yīng)該盡可能保持在較小的水平,。如圖9中所示,，當(dāng)接收到零電流檢測 (ZCD) 信號后，相應(yīng)的PWM隨之被斬波,，以避免出現(xiàn)一個負電流和循環(huán)功率,。這樣的話，GaN FET運行為一個理想二極管,，這通常被稱為理想二極管仿真 (IDE),。

圖9—理想二極管仿真控制。

為了用理想二極管仿真實現(xiàn)CCM控制,，我們選擇的是UCD3138,，一款融合數(shù)字控制器。這個控制器塊的功能如圖10中所示,。PFC的電壓環(huán)路和電流環(huán)路分別由固件和硬件CLA執(zhí)行,。通過采用將ZCD用作觸發(fā)信號的一個控制器內(nèi)部逐周期 (CBC) 硬件，可以實現(xiàn)IDE,。

 圖10—用于圖騰柱PFC控制的UCD3138,。

為了最大限度地減少AC輸入整流器二極管的傳導(dǎo)損耗，如圖7中的Q1和Q2所顯示的那樣,，常常用低Rds_on MOSFET替換低速整流器二極管,。這些MOSFET和高速GaN FET，Q3和Q4,，根據(jù)AC電壓交叉點檢測值,，在正負AC輸入周期之間變換工作狀態(tài)。這個任務(wù)看似簡單,，但是,，為了實現(xiàn)潔凈且平滑的AC交叉電流,，應(yīng)該將很多注意事項考慮在內(nèi)。交叉檢測的精度對于保持正確的工作狀態(tài)和運行十分重要,。這個精度經(jīng)常受到感測電阻器容差和感測電路濾波器相位延遲的影響,。幾伏特的計算錯誤會導(dǎo)致很大的電流尖峰。為了避免由整流器FET提前接通所導(dǎo)致的輸入AC短路,，必須要有足夠的消隱時間讓Q1和Q2關(guān)閉,，并且應(yīng)該將這個時間插入到檢測到的交叉點上。消隱時間的典型值大約在100μs至200μs之間,。由于MOSFET的輸出電容,，Coss，很明顯,，Q1和Q2上的電壓應(yīng)該在消隱時間內(nèi)幾乎保持恒定,。在互補整流器FET被接通前，PFC保持在之前的運行狀態(tài)中,，此時,，施加到升壓電感器上的電壓幾乎為零，而有源GaN FET運行在幾乎滿占空比狀態(tài)下,。在這一點上,，接通互補整流器FET，或者在有源開關(guān)和同步開關(guān)之間變換GaN FET的這兩個功能,，會在升壓電感器中形成大電壓二次浪涌,，并因此導(dǎo)致一個較大的電流尖峰。理論上,，在理想AC電壓交叉點上同時改變整流器FET和GaN FET工作狀態(tài)可以避免電流尖峰,，并且保持電流環(huán)路的負反饋，不過,，這在實際環(huán)境中很難實現(xiàn),。此外，任何由突然狀態(tài)變化所導(dǎo)致的電流尖峰會干擾電流環(huán)路,，并且導(dǎo)致一定的電流振鈴級別,。[9] 建議在交叉點上使用PFC軟啟動,。顧慮在于,，AC交叉檢測電路通常具有相位偏移，并且有可能不夠精確,。過早或過晚的改變狀態(tài)會導(dǎo)致AC線路短路,，或者電流環(huán)路正反饋，這會形成電流尖峰,。這篇文章內(nèi)提出的一款全新可靠的控制機制就是為了確保一個平滑的狀態(tài)改變,。圖11顯示的是狀態(tài)變化的時序圖。

輸入AC線路電壓VAC_L和中間電壓VAC_N被分別感測。得出的兩個感測到電壓的差值被用于AC電壓交叉檢測,，這實際上是一個差分感測機制,。它消除了Y_Cap電流對感測精度的影響。VAC_L-VAC_N的符號被用來確定輸入的正周期和負周期,。VAC_L-VAC_N的絕對值與高壓線路的AC電壓交叉閥值VT_H,，以及低壓線路的VT_L進行比較，以確定AC電壓是否處于交叉區(qū)域內(nèi),。如果回答是肯定的,，整流器FET和升壓開關(guān)均被關(guān)閉，而控制環(huán)路的積分器被暫停,。當(dāng)AC電壓增加,，并且存在于交叉區(qū)域內(nèi)時，相應(yīng)的整流器FET被緩慢接通,。通過插入一個適當(dāng)?shù)闹禆艠O電阻器,，可以限制接通速度。在整流器FET被接通后,，一個短延遲,，比如說20μs，在積分器被暫停,，并且PWM輸出被再次啟用前被插入,。