0 引言

    在移動設(shè)備應(yīng)用中，D類放大器與電池輸出直接連接成為一種普遍的需求^[1-2],。盡管已公開報道^[1-2]無濾波D類放大器在效率以及動態(tài)范圍方面都具有良好的特性,，但爆裂和咔嚓（pop-click）噪聲一直限制無濾波D類放大器在移動設(shè)備中的實(shí)際應(yīng)用^[3]。因此,，與電池直接連接無濾波D類放大器設(shè)計(jì)中,，抑制pop-click噪聲一直是設(shè)計(jì)難點(diǎn)。其次,，應(yīng)用于移動設(shè)備的D類功率放大器,，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)常采用閉環(huán)結(jié)構(gòu)以提高放大器性能，放大器的輸出（V_out）被反饋回來與輸入音頻信號進(jìn)行疊加,，形成閉環(huán)結(jié)構(gòu),，反饋系統(tǒng)本身既能提高對電源和襯底噪聲的抑制能力，又能降低放大器的線性失真,。然而,，由于輸入信號與反饋信號通過積分器進(jìn)行疊加，當(dāng)輸入信號幅度較大時,，積分器輸出容易飽和,，而調(diào)制波形V_tri一般不能全電壓范圍調(diào)制，導(dǎo)致脈沖調(diào)制器調(diào)制失效,，脈沖調(diào)制器輸出多個調(diào)制周期恒為高電平或低電平,。結(jié)果,，D類放大器的功率開關(guān)經(jīng)歷多個周期導(dǎo)通或關(guān)斷，輸出波形產(chǎn)生嚴(yán)重飽和失真,，且極易造成功率器件因長時間導(dǎo)通而導(dǎo)致熱損壞,。

    根據(jù)上述設(shè)計(jì)需求，本文給出基于移動設(shè)備應(yīng)用,，在D類放大器設(shè)計(jì)中,，提出能夠抑制pop-click噪聲的方法，以及減小積分器飽和失真的補(bǔ)償電路技術(shù),。文章首先給出pop-click噪聲產(chǎn)生的機(jī)理和抑制pop-click噪聲的具體電路實(shí)現(xiàn)方式,，以及降低積分器飽和失真的具體電路實(shí)現(xiàn)方法，然后給出放大器的測試結(jié)果,，最后進(jìn)行總結(jié),。

1 電路設(shè)計(jì)

    本設(shè)計(jì)提出的D類放大器系統(tǒng)框圖如圖1所示。主要由pop-click噪聲抑制電路,、脈沖寬度調(diào)制（PWM）補(bǔ)償電路,、前級放大器、積分器,、振蕩器和功率級等組成,。本文主要就pop-click噪聲抑制電路和PWM補(bǔ)償電路進(jìn)行詳細(xì)的討論。

1.1 pop-click噪聲抑制電路

    pop-click噪聲的最大電平是音頻放大器性能重要指標(biāo),，在放大器電源上電或去電時容易產(chǎn)生此噪聲,，而人耳剛好對該噪聲敏感，盡可能減小或抑制放大器pop-click噪聲是D類放大器設(shè)計(jì)的關(guān)鍵,。當(dāng)放大器上電或去電時,，D類放大器的pop-click噪聲產(chǎn)生主要來自兩個方面^[3]：一是放大器的直流失調(diào)，另一個是PWM脈沖的突然開啟和關(guān)閉,。放大器的直流失調(diào)電壓在開機(jī)時突然應(yīng)用到放大器的輸出或者在關(guān)機(jī)時突然消失,，PWM脈沖的突然產(chǎn)生或突然消失，在D類放大器的輸出端產(chǎn)生一個過渡階段,，引起的pop-click噪聲電平開始很大,，然后由于負(fù)反饋環(huán)路的抑制作用逐漸消失，這個過程盡管很短,，但人耳仍然能夠聽到,。為避免人耳聽到這些噪聲，研究人員提供多種有效的措施,。從公開的報道來看,，有以下幾種技術(shù)：文獻(xiàn)[4]通過在音頻放大器的電源電壓管腳放置（RC）濾波電路或者采用模擬開關(guān)把直流電源接入放大器電源管腳，該方法由于不易集成,，且會造成系統(tǒng)功耗和成本的額外消耗,，應(yīng)用場合受限,；文獻(xiàn)[5]給出單端輸入音頻信號放大器的抑制pop-click噪聲的方法，該方法通過快速調(diào)整放大器輸入級共模電平以及在放大器的調(diào)制級引入虛擬開關(guān)為建立偏置和反饋電壓/電流(BFVC)提供開關(guān)信號,。文獻(xiàn)[3]通過引入可編程輔助驅(qū)動器反饋回路來抑制pop-click噪聲,，以及調(diào)整驅(qū)動器的驅(qū)動能力來開啟放大器的功率開關(guān)。上述兩種利用反饋技術(shù)抑制pop-click噪聲,，由于反饋網(wǎng)絡(luò)存在環(huán)路調(diào)整過程,，如果環(huán)路響應(yīng)時間慢，對抑制pop-click噪聲效果較差,，而環(huán)路響應(yīng)太快,，則易引起放大器環(huán)路不穩(wěn)定；因此為抑制pop-click噪聲,，在放大器中引入反饋網(wǎng)絡(luò)會造成電路設(shè)計(jì)復(fù)雜以及功耗的增加,，因此并不實(shí)用,。綜合上述考慮,，本文將給出一種簡單而實(shí)用的可單片集成抑制pop-click噪聲方式。

    圖1中,，為消除D類放大器的前級放大器輸入失調(diào)電壓引起的pop-click噪聲,，內(nèi)部集成時序邏輯控制電路，工作過程如下：第一階段,，電路上電過程中,，如果電源電壓低于閾值電壓V_ref1，芯片處于關(guān)斷階段,，此時放大器的前置放大器,、積分器、PWM調(diào)制器,、功率開關(guān)均處于關(guān)閉階段,，放大器無輸出。第二階段：外接耦合電容快速充電過程,，當(dāng)電源電壓高于閾值電壓V_ref1,，欠壓鎖定(UVLO)輸出高電平，開啟前置放大器中內(nèi)部偏置電路,，偏置電路快速給外接耦合電容充電,，耦合電容上電壓快速達(dá)到共模電平(本設(shè)計(jì)為V_DD/2)，為避免在給外接電容充電過程中,，放大器輸出端產(chǎn)生失調(diào)信號,，開關(guān)S₁，S₂處于閉合狀態(tài),，前置放大器差分輸入為0,，同時放大器的反饋電阻R₃,、R₄短路，因此,，全差分放大器(FDA)的差分輸出為零,，電路如圖2所示。第三階段：耦合電容上共模電壓矯正階段,，UVLO信號經(jīng)過延遲時間(TD1),，圖2中，開關(guān)S₁關(guān)閉,，S₂保持開啟狀態(tài),，功率晶體管處于關(guān)閉輸出高阻狀態(tài)(揚(yáng)聲器處于“安靜”狀態(tài))。此時,，音頻輸入信號進(jìn)入放大器FDA1的輸入端,，消除前置放大器輸入直流失調(diào)電壓，抑制PWM比較器產(chǎn)生咔嚓噪聲脈沖,。第四階段：開啟功率級開關(guān)階段,，S₁關(guān)閉，S₂關(guān)閉,，前置放大器正常放大輸入音頻信號,，前置放大器的輸出信號進(jìn)入到積分器和PWM調(diào)制器進(jìn)行調(diào)制。最后,，S₂通過時間延遲TD3后CTL_DRI變?yōu)楦唠娖?，開啟PWM調(diào)制器以及功率開關(guān)，使輸出PWM波通過功率開關(guān)供給負(fù)載,，整個芯片正常工作,。該方法無反饋回路，故不會影響放大器環(huán)路的穩(wěn)定性,。同理,，在放大器電源電壓去電階段，芯片內(nèi)部通過檢測電源電壓,，當(dāng)電源電壓低于閾值V_ref2時,，欠壓保護(hù)電路產(chǎn)生關(guān)斷信號，首先經(jīng)過延遲時間TD4關(guān)閉前置放大器和積分器電路,，積分器的輸出電壓逐漸減?。ǚe分電容放電過程），PWM調(diào)制的輸出脈沖逐漸變窄,，揚(yáng)聲器輸出聲音逐漸消失,，避免整個芯片瞬間關(guān)斷，揚(yáng)聲器產(chǎn)生爆裂噪聲,，圖3給出本設(shè)計(jì)時序圖,。

    圖4給出抑制pop-click噪聲電路框圖,，由UVLO電路模塊和數(shù)字時間延遲單元構(gòu)成。其中UVLO電路模塊如圖5(a)所示,，由電阻分壓電路,，失調(diào)比較器，反相器鏈構(gòu)成,，其中電阻分壓電路采樣電源電壓,，失調(diào)比較器產(chǎn)生遲滯閾值電壓，圖5(b)給出失調(diào)比較器電路圖,，失調(diào)電壓由CTL和分別控制晶體管M5和M6使差分輸入對M1和M2不對稱生成,，其失調(diào)電壓由電阻ROS大小決定。

1.2 PWM補(bǔ)償電路

    在反饋結(jié)構(gòu)D類功率放大器中,，積分器用于對輸入音頻信號和反饋信號進(jìn)行求和,，如圖1所示，當(dāng)輸入音頻信號幅度過大,，積分器容易出現(xiàn)飽和,，在多個時鐘周期內(nèi)，脈沖寬度調(diào)制器輸出恒為高電平或低電平,。為防止積分器輸出飽和,，而導(dǎo)致功率開關(guān)MP1和MP2在多個開關(guān)周期常開或者常關(guān),，在脈沖調(diào)制器的輸出引入PWM補(bǔ)償電路,，設(shè)置PWM脈沖的最大占空比和最小占空比，保證在一個時鐘周期以內(nèi),，輸出功率器件開關(guān)一次,，達(dá)到保護(hù)功率器件的目的，同時盡可能減小輸出波形飽和失真,。PWM補(bǔ)償電路如圖6所示,，由補(bǔ)償時鐘產(chǎn)生電路和PWM矯正邏輯電路構(gòu)成。兩路補(bǔ)償時鐘(V_{tri_PH1}和V_{tri_PH2})由圖7中電路產(chǎn)生,。正常情況下,，V_PWM占空比介于5%與95%之間，此時,，V_{PWM_COR}=V_PWM,，當(dāng) V_PWM占空比小于5%，V_{PWM_COR}=V_{tri_PH1},，而當(dāng)VPWM占空比大于95%,，V_{PWM_COR}=V_{tri_PH2}。

    圖7給出了三角波生成器電路結(jié)構(gòu)^[6],，電路由兩個比較器,、RS觸發(fā)器,、充電放電路徑以及電阻分壓構(gòu)成。該電路提供D類放大器的調(diào)制波形,，同時產(chǎn)生用于PWM補(bǔ)償電路的補(bǔ)償信號V_{tri_PH1}以及V_{tri_PH2},。其工作原理如下：為了能夠獲得三角波V_tri，采用恒定電流源I_REF給電容C_TRI充放電的模式,，圖7中,，第一比較器(COMP1)對輸入電壓V_tri與電壓V_TH1進(jìn)行比較，當(dāng)V_tri>V_TH1,，比較器輸出為高電平,，圖中RS鎖存器的輸出被置位為邏輯高電平，晶體管M1關(guān)閉,，同時M2開啟,，電容C_TRI開始放電，當(dāng)V_tri<V_TH2,，第二比較器COMP2輸出為高電平,，RS鎖存器輸出被復(fù)位為邏輯低電平，晶體管M2關(guān)閉,，M1開啟,，電容C_TRI開始沖電，由于I_REF為恒電流源,，故C_TRI上的電壓為線性度良好的三角波,，有利于減小放大器的諧波失真。

    本設(shè)計(jì)中,，V_TH1和V_TH2由電源電壓V_DD采用比例電阻分壓獲得,，可得到振蕩器輸出頻率與電源電壓無關(guān)^[6]。振蕩器輸出波形如圖8所示,。在本設(shè)計(jì),，典型輸入電壓為3.6 V時，三角波頻率為300 kHz,，V_{tri_PH1}和V_{tri_PH2}占空比設(shè)計(jì)均為95%,。

2 測試結(jié)果

    基于CSMC 0.35 μm CMOS工藝設(shè)計(jì)D類音頻功率放大器，其版圖照片如圖9所示,，單通道芯片面積為0.85 mm²,。本設(shè)計(jì)中，基于鋰電池移動設(shè)備應(yīng)用,，電源電壓范圍為2.5～4.2 V,，開關(guān)頻率為300 kHz。圖10給出了電源電壓分別為2.5 V、3.6 V,、4.2 V,，負(fù)載電阻為8 Ω測試條件下，THD+N與輸出功率曲線,。由圖中可得,，當(dāng)電源電壓為3.6 V時，輸出功率約400 mW時,，放大器的THD+N最小可到0.025%,；表1給出本設(shè)計(jì)D類放大器部分測試結(jié)果。

3 結(jié)論

    本文基于移動設(shè)備應(yīng)用提出一種抑制pop-click噪聲電路技術(shù),，在電源上電和去電時通過時序電路控制放大器內(nèi)部電路順序開啟和關(guān)斷,，有效地減小pop-click噪聲幅度，噪聲幅度小于2.0 mV,。通過對脈沖寬度調(diào)制信號進(jìn)行脈沖補(bǔ)償,，消除積分器飽和而造成功率開關(guān)晶體管損壞的風(fēng)險，同時減小當(dāng)輸入信號幅度太大引起的飽和失真,。這些技術(shù)的引入,，并沒有犧牲放大器的效率、THD+N以及輸出功率等性能,。

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作者信息:

鄭  浩，劉延飛,，王秋妍,，楊晶晶，楊東東

（火箭軍工程大學(xué),，陜西 西安710025）