文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼: A
DOI:10.16157/j.issn.0258-7998.190920
中文引用格式: 霍德萱,,張國(guó)俊. 一種高穩(wěn)定性的無(wú)片外電容的LDO的設(shè)計(jì)[J].電子技術(shù)應(yīng)用,2020,46(1):44-47.
英文引用格式: Huo Dexuan,,Zhang Guojun. Design of a high stability LDO without off-chip capacitor[J]. Application of Electronic Technique,,2020,46(1):44-47.
0 引言
如今,隨著集成電路產(chǎn)業(yè)的迅速發(fā)展,,芯片集成度也越來(lái)越高,,同時(shí)為其供電的電源管理芯片的設(shè)計(jì)也愈發(fā)復(fù)雜[1]。目前主流上有許多電源管理方案,,而對(duì)于應(yīng)用在降壓場(chǎng)合,,且輸入電壓與輸出電壓較為接近時(shí),LDO穩(wěn)壓器則成為了首要選擇[2-3],。本文基于0.18 μm BCD工藝,,設(shè)計(jì)一種應(yīng)用在便攜式電子產(chǎn)品中為其供電的高性能的LDO方案,該LDO的負(fù)載電容集成在芯片內(nèi)部,,無(wú)需片外電容,,可以在外部封裝中減少一個(gè)管腳[2];同時(shí)可以集成在SoC系統(tǒng)中,,無(wú)需外接分立元件[3-4],。
1 LDO設(shè)計(jì)原理
本文研究的LDO設(shè)計(jì)原理如圖1所示,主要包括帶隙電壓基準(zhǔn)電路,、電壓比較電路,、補(bǔ)償電路、功率管以及調(diào)整電阻[1],。
如圖1所示,帶隙基準(zhǔn)電壓模塊產(chǎn)生一個(gè)與溫度無(wú)關(guān)的穩(wěn)定的電壓Vref輸出給電壓比較器正端,,而電壓比較器負(fù)端接在調(diào)整電阻網(wǎng)絡(luò)形成負(fù)反饋,。其電壓比較器的輸出電壓接在開關(guān)管M1的柵極,其目的是通過(guò)用帶隙基準(zhǔn)電壓Vref和反饋電壓Vfb來(lái)控制M1管的開啟和關(guān)斷,,進(jìn)而控制整個(gè)電路的開啟和關(guān)斷[4],。
同時(shí),當(dāng)M1管開啟時(shí),,調(diào)整電阻網(wǎng)絡(luò)將輸入電壓VIN進(jìn)行分壓得到反饋電壓Vfb,,并將其輸入到電壓比較器的負(fù)端,。故電壓比較器的正端是帶隙基準(zhǔn)電壓Vref,負(fù)端是調(diào)整電阻網(wǎng)絡(luò)反饋電壓Vfb,,當(dāng)Vfb電壓值接近或遠(yuǎn)大于Vref時(shí),,電壓比較器的輸出為低電平。此時(shí),,M1管的柵極電壓為低電平,,遠(yuǎn)小于M1管的源端電位VIN,M1導(dǎo)通,。當(dāng)輸入電壓VIN為定值時(shí),,且M1管處于飽和區(qū)時(shí),其流過(guò)調(diào)整電阻網(wǎng)絡(luò)的電流基本不變,,而Vfb的電壓值也基本不變,,則輸出電壓VOUT的電壓也基本不變,從而實(shí)現(xiàn)將VIN的高電平轉(zhuǎn)換成VOUT的低電平為內(nèi)部模塊供電的目的,。
而VIN的電壓值為變量時(shí),,對(duì)于M1管來(lái)說(shuō),當(dāng)VIN的值在一定范圍內(nèi)滿足M1管處于飽和區(qū)的電壓條件時(shí),,其結(jié)果與上述結(jié)果相同,;若VIN的電壓值迫使M1進(jìn)入線性區(qū),則隨著VIN的升高,,其電流則會(huì)增大,,VOUT會(huì)隨著電流的增大而增大。此時(shí)Vfb的值也會(huì)增大,,通過(guò)負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)將M1柵極電壓降低,,使M1進(jìn)入飽和區(qū),將VOUT,、Vfb的電壓值維持不變,。
2 具體電路設(shè)計(jì)
2.1 帶隙基準(zhǔn)
帶隙基準(zhǔn)主要是用兩個(gè)雙極型晶體管的VBE(負(fù)溫度系數(shù))以及VBE的差值ΔVBE(正溫度系數(shù))的線性疊加產(chǎn)生零溫度系數(shù)的帶隙基準(zhǔn)電壓[3]。
2.1.1 負(fù)溫度系數(shù)(CTAT)
2.1.2 正溫度系數(shù)(PTAT)
如果兩個(gè)雙極晶體管工作在不相等的電流密度下,,那么它們的基級(jí)—發(fā)射級(jí)電壓的差值就與絕對(duì)溫度成正比,。
該溫度系數(shù)為正,與溫度和集電極電流無(wú)關(guān),,基于上述原理,,設(shè)計(jì)出帶隙基準(zhǔn)電路。
2.1.3 帶隙基準(zhǔn)電壓電路
如圖2所示,,當(dāng)開關(guān)信號(hào)Switch1為低電平時(shí),,電路啟動(dòng)。通過(guò)調(diào)整信號(hào)Adjust1~4控制調(diào)整MOS管進(jìn)而控制整條支路的總電阻,當(dāng)上電位VIN流過(guò)由兩個(gè)三極管和調(diào)整電阻形成的帶隙基準(zhǔn)電壓網(wǎng)絡(luò)時(shí)產(chǎn)生壓降,。本文在傳統(tǒng)帶隙基準(zhǔn)結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上額外添加了比較電壓運(yùn)放,,從而整個(gè)模塊形成負(fù)反饋結(jié)構(gòu),性能更加優(yōu)化,,穩(wěn)定性大大提升,。在輸出端口添加了RC濾波網(wǎng)絡(luò)以達(dá)到輸出穩(wěn)定電壓的目的。
2.2 電壓比較器
電壓比較器是LDO設(shè)計(jì)的核心部分,,也是本文的最重要的創(chuàng)新點(diǎn),。在不使用電容的情況下,使用傳統(tǒng)的運(yùn)算放大器,,其穩(wěn)定性非常差,,相位裕度會(huì)在40°以下,甚至為負(fù),,以致產(chǎn)生較大的尖峰,,其輸出電壓VOUT會(huì)在一定范圍內(nèi)規(guī)律震蕩[5]。所以在傳統(tǒng)運(yùn)算放大器的基礎(chǔ)上,,設(shè)計(jì)了如圖3所示的電壓比較器,。
如圖3所示,電路主要分為三個(gè)部分:(1)電流偏置電路,;(2)差分運(yùn)放電路,;(3)帶Miller電容的輸出電路。
左側(cè)的Iref部分外接與M16尺寸相同且其柵漏短接的PMOS管,,形成電流鏡而且可以有效降低其二次效應(yīng)帶來(lái)的影響,。在外接MOS的漏端接入電流源提供偏置電流Iref,Iref通過(guò)M13-M14電流鏡將電流傳遞至M12,,再通過(guò)M12-M5電流鏡將電流提供到差分運(yùn)放電路模塊,。
中間的差分運(yùn)放電路中正極為Vref,負(fù)極為Vfb,,M3-M6,、M4-M7將差分信號(hào)傳遞至M19的柵極,下面進(jìn)行定性分析:Vref為定值,,當(dāng)Vfb遠(yuǎn)大于Vref接近于上電位VIN時(shí),,M1打開、M2截止,,Iref電流全部流進(jìn)M1-M3電路,,右側(cè)電路關(guān)斷。輸出電壓Vop接近于上電位VIN電壓,,由圖1結(jié)構(gòu)可知,開關(guān)管關(guān)斷,LDO不工作,;而當(dāng)Vfb逐漸減小至一定值時(shí),,M2管會(huì)打開,處于線性工作區(qū),,其漏端電壓會(huì)隨著Vfb的變化而變化,,并將其電壓傳至M19柵端決定M19是否導(dǎo)通,通過(guò)M18,、M19的狀態(tài)決定Vop的電壓,;隨著Vfb繼續(xù)減小,M1,、M2均會(huì)處于飽和區(qū),,此時(shí)電流平均分配給兩條支路,電流及電壓關(guān)系基本固定,,將差分運(yùn)放電路的輸出電壓傳至M19柵端,。
右側(cè)為整個(gè)電壓比較器的輸出部分。主要功能是提供穩(wěn)定的,、期望的增益,,并獲得低噪聲性能,不僅要穩(wěn)定而且還要有良好的性能,。而這些要求均取決于放大器的零極點(diǎn)位置,。而本文為了減少功耗,放棄了增大偏置電流的方式,,而選用加入Miller電容來(lái)增加新的極點(diǎn)來(lái)提高穩(wěn)定性[5],。將非主極點(diǎn)轉(zhuǎn)移到足夠高的頻率上,使放大器與單極點(diǎn)系統(tǒng)相似,。而為了能夠提供足夠的相位裕度,,這個(gè)非主極點(diǎn)是GBW的3倍左右,且PM要在60°~70°之間[4-5],。
另外,,本文提出的LDO結(jié)構(gòu)應(yīng)用在SOC系統(tǒng)中。而在整個(gè)SOC系統(tǒng)中,,模擬信號(hào)和數(shù)字信號(hào)產(chǎn)生的噪聲會(huì)相互影響,,使其環(huán)路穩(wěn)定性降低[6]。在傳統(tǒng)LDO的研究基礎(chǔ)上,,本文在電壓比較運(yùn)放電路中加入了電源隔離管M11,、M17,在正常工作中,,電源隔離管關(guān)斷,。這樣可實(shí)現(xiàn)即使在高頻電路中,,也能夠?qū)㈦娏髌秒娐返纳想娢缓洼斎腚妷旱碾娫锤綦x,使其兩端的噪聲互不干擾[7-8],。顯著提高其電源抑制比,,減少高頻下的輸出紋波,增大其穩(wěn)定性,。
3 仿真結(jié)果及分析
本文仿真采用的華虹0.18 μm的BCD工藝,,仿真工具是Spectre。
3.1 帶隙基準(zhǔn)仿真分析
基于上述原理,,對(duì)電路進(jìn)行瞬態(tài)仿真,,設(shè)置VIN的電壓從0到5 V緩慢上升,上升時(shí)間為10 ns,。得到帶隙基準(zhǔn)電壓模塊輸出Vref為1.261 V,。由分析知,整個(gè)電路在啟動(dòng)過(guò)程中Vref緩慢上升,,通過(guò)電路負(fù)反饋調(diào)節(jié)Vref的大小,,最終在6 μs處趨于穩(wěn)定,如圖4和圖5所示,,說(shuō)明電路啟動(dòng)過(guò)程中工作正常,。在此基礎(chǔ)上對(duì)電路進(jìn)行DC仿真,置VIN為直流電壓5 V,,令溫度在-40 ℃~125 ℃范圍線性變化,,并通過(guò)仿真數(shù)據(jù)計(jì)算溫漂系數(shù)。
3.2 LDO仿真分析
基于上述原理,,對(duì)LDO整體進(jìn)行瞬態(tài)仿真,,設(shè)置VIN的電壓從0到6 V緩慢上升,上升時(shí)間為10 ns,。帶隙基準(zhǔn)電壓Vref為1.26 V,,且電流偏置為5 μA。仿真結(jié)果如圖6,、圖7所示,,通過(guò)分析,整個(gè)LDO在啟動(dòng)過(guò)程中VOUT緩慢上升,,通過(guò)反饋回路來(lái)調(diào)節(jié)Vop的大小,,從而控制VOUT的輸出的大小,最終在15 μs處趨于穩(wěn)定,。說(shuō)明電路啟動(dòng)過(guò)程工作正常,。可以將6 V的輸入電壓穩(wěn)定轉(zhuǎn)換成1.8 V電壓,,穩(wěn)定工作時(shí)靜態(tài)電流為82.18 μA,。通過(guò)電源隔離管以及米勒補(bǔ)償電容的調(diào)整和設(shè)計(jì),,本文設(shè)計(jì)的LDO結(jié)構(gòu)的輸出電壓非常穩(wěn)定,輸出紋波為20 mV,,誤差范圍在0.1%之間,。
隨后,對(duì)LDO整體進(jìn)行穩(wěn)定性仿真分析,,對(duì)整個(gè)電路從1 Hz到1 GHz進(jìn)行仿真。仿真結(jié)果如圖8所示,,通過(guò)仿真結(jié)果得知,,其相位裕度PM=64.280 6°、幅值裕度GM=22.063 7°,,通過(guò)分析可知,,LDO模塊在波特圖中沒(méi)有尖峰,說(shuō)明電路穩(wěn)定性良好,。
4 結(jié)論
本文介紹了一種基于BCD 0.18 μm工藝的無(wú)片外電容的LDO的設(shè)計(jì),,以理論分析為基礎(chǔ)對(duì)傳統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)。通過(guò)兩個(gè)雙極型晶體管的VBE(負(fù)溫系數(shù))以及VBE的差值ΔVBE(正溫系數(shù))的線性疊加產(chǎn)生零溫度系數(shù)的帶隙基準(zhǔn)電壓,,同時(shí)采用負(fù)反饋電路和濾波電路提高輸出電壓的溫漂系數(shù),。此外,基于傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)出新型二級(jí)運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu)作為電壓比較,。通過(guò)在運(yùn)算放大器中加入特定的開關(guān)管來(lái)對(duì)上電位進(jìn)行隔離,,提高了LDO電源抑制比;同時(shí),,為解決穩(wěn)定性不夠的問(wèn)題,,引入米勒電容來(lái)增加新的極點(diǎn)。通過(guò)米勒電容可以有效代替片外電容,,這種結(jié)構(gòu)不需要電容的分立器件,,在封裝時(shí)可以減少一個(gè)引腳。
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作者信息:
霍德萱,,張國(guó)俊
(電子科技大學(xué) 薄膜與器件國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,,四川 成都610054)