問題：

　　為何要組合使用低通濾波器（LPF）和模數(shù)轉換器（ADC）驅動器,？

　　答案：

　　為了減小模擬信號鏈的尺寸,，降低其成本,，并提供ADC抗混疊保護（ADC采樣頻率周圍頻段中的ADC輸入信號不受數(shù)字濾波器保護，必須由模擬低通濾波器（LPF）進行衰減）,。20 V p-p LPF驅動器一般用于工業(yè),、科技和醫(yī)療（ISM）設備中，該設備必須使用具有更低滿量程輸入的高速ADC對傳統(tǒng)的20 V p-p信號范圍進行數(shù)字化處理,。

　　簡介

　　通過驅動ADC實現(xiàn)優(yōu)化的混合信號性能,，這是一大設計挑戰(zhàn)。圖1所示為標準的驅動器ADC電路,。在ADC采集期間,，采樣電容將反沖RC濾波器中指數(shù)衰減的電壓和電流?；旌闲盘?a class="innerlink" href="http://forexkbc.com/tags/ADC驅動器" target="_blank">ADC驅動器電路的最佳性能受到多個變量影響,。驅動器的建立時間、RC濾波器的時間常數(shù),、驅動阻抗,，以及ADC采樣電容的反沖電流在采樣時間內(nèi)相互作用，導致產(chǎn)生采樣誤差,。采樣誤差隨著ADC位數(shù),、輸入頻率和采樣頻率的增大而增大。

　　標準ADC驅動器具有大量實驗數(shù)據(jù)樣本,，可用于可靠的設計流程,。但缺乏實驗數(shù)據(jù)來引導進行驅動ADC的低通濾波器設計。本文介紹集成模擬低通濾波,、信號壓縮和ADC驅動器的LPF驅動器電路（參見圖2）,。

　　表1列出了圖2所示電路的性能變量。下方的實驗室數(shù)據(jù)和分析旨在引導說明,，給出圖2所示的電路的時間和頻率響應限值,。

　　表1.圖2所示電路的性能變量

　　實驗室數(shù)據(jù)和分析

　　信噪比（SNR）和總諧波失真（THD）是衡量系統(tǒng)動態(tài)性能的兩個重要參數(shù)。能否實現(xiàn)最佳性能,，取決于ADC和信號調(diào)理級的組合,，在本文中，后者包括三階低通濾波器和單端至差分轉換器,。圖2所示的LPF驅動器電路的–3 dB帶寬和建立時間會有所不同，有關SNR和THD的測量值,，請參見表2至表5,。本文將會探討受測變量和這些變量對系統(tǒng)性能的影響。

　　低通濾波器–3 dB帶寬

　　比較信號帶寬為1 MHz與2 MHz和0.5 MHz時系統(tǒng)的性能,。當–3 dB點分別為558 kHz,、1 MHz,、和2.3 MHz，其性能如表2所示,。將截止頻率降低至558 kHz,，LPF噪聲帶寬隨之降低，但SNR提高,。將截止頻率增大至1 MHz或2.3 MHz,，LPF驅動器建立時間縮短，THD降低,。

　　圖1.標準ADC驅動器和RC濾波器,。

　　圖2.LPF驅動器和ADC電路。

　　表2.R = 750 Ω時三種截止頻率對應的LPF驅動器性能

　　更改圖2所示的R或C可以更改截止頻率,。使用C電容來設置截止頻率時,，LPF驅動器THD更低；R電阻值降低,，有助于略微改善SNR,；如表3所示。

　　表3.R = 412 Ω時三種截止頻率對應的LPF驅動器性能

　　設置RQ電阻（圖2）

　　LPF的RQ電阻可設置時間響應,。RQ越高,，過沖越大，建立時間越長,。RQ越低,，過沖越小，建立時間越短,。圖3顯示使用150 ?和75 ? RQ電阻時對應的LPF瞬態(tài)響應,。我們測試了使用不同的RQ時LPF驅動器的性能，測試結果如表4所示,。

　　圖3.不同的RQ值對應的過沖和建立時間,。

　　表4.不同的RQ值對應的LPF驅動器性能

　　根據(jù)實際測量得出的數(shù)據(jù)，使用75 ?和150 ? RQ對SNR和THD性能沒有明顯影響,，只是影響過沖和建立時間的一個因素,。

　　ADC采樣速率

　　表5中的數(shù)據(jù)顯示，如果使用LTC2387-18,，在10 MSPS時系統(tǒng)的THD性能低于15 MSPS時（在10 MSPS時,，圖2中的RC驅動器電容C3和C4的值為180 pF）。

　　注：在10 MSPS時,，LTC2387-18和LTC2386-18的采樣時間分別為61 ns和50 ns,。

　　表5.采樣速率為10 MSPS和15 MSPS時的LPF驅動器性能

　　RC濾波器

　　驅動器和ADC之間的RC濾波器用于限制帶寬，確保實現(xiàn)寬帶寬低噪聲,，且實現(xiàn)更優(yōu)的信噪比,。RC數(shù)值決定–3 dB截止頻率,。降低R有時可能導致響鈴振蕩和不穩(wěn)定。增大R會增大采樣誤差,。使用更低的C值,，會導致更高的電荷反沖，但充電時間更快,。使用更高的C值,，可以降低電荷反沖，但充電時間會變慢,。此外,，設置RC值是確保在給定的采樣時間內(nèi)獲取穩(wěn)定樣本的關鍵。使用數(shù)據(jù)手冊的推薦值和精密ADC驅動器工具給出的建議值會是一個非常不錯的起點,。

　　精密ADC驅動器工具是一款綜合工具,，可以幫助預測在驅動器和ADC之間使用不同的RC值系統(tǒng)的性能?？梢允褂眠@款工具檢查的參數(shù)包括電荷反沖,、采樣誤差和采樣時間。

　　使用25 ?和180 pF RC實現(xiàn)更低的–3 dB截止頻率時,，輸入信號建立時間和電荷反沖會受到影響,。要實現(xiàn)更低的–3 dB截止頻率，并確保輸入信號在采集時間內(nèi)正確建立,，我們可能需要使用更低的采樣速率,。根據(jù)LTC2387-18數(shù)據(jù)手冊，采樣時間通常是周期時間減去39 ns,。在15 MSPS使用LTC2387-18時,，采樣時間為27.67 ns，在10 MSPS使用此器件時,，采樣時間為61 ns,。

　　圖4.使用不同采樣速率時的電荷反沖、RC_Tau,、采樣時間：（a） 15 MSPS采樣速率,，LTC2387-18使用建議的RC值（25 Ω和82 pF），（b） 15 MSPS采樣速率,，LTC2386-18使用建議的RC值（25 Ω和180 pF）,，（c） 10 MSPS采樣速率，LTC2386-18使用建議的RC值（25 Ω和180 pF）,。

　　借助精密ADC驅動器工具,，圖4a至4c匯總列出了使用不同的RC值時對應的反沖差值和RC時間常數(shù)（Tau），以及采樣速率為10 MSPS和15 MSPS時的采樣時間。圖4a顯示LTC2387-18在15 MSPS采樣速率下,，使用推薦RC值（25 ?和82 pF）時的建立響應。圖4b顯示在C為180 pF時,，得出的RC時間常數(shù)更高,，這導致在15 MSPS采樣速率、27.6 ns采樣時間內(nèi)輸入信號無法建立,。圖4c使用與圖4b相同的RC值（25 ?和180 pF）,，但在使用10 MSPS采樣速率、采樣時間增加至61 ns之后,，信號能夠建立,。

　　LPF驅動器電阻選擇

　　可以通過更改R或C來實現(xiàn)LPF驅動器的–3 dB截止頻率。電阻噪聲是系統(tǒng)總噪聲的組成部分,。根據(jù)噪聲計算公式,，從理論上來說，降低電阻值可以降低電阻噪聲,。為了進行驗證,，我們嘗試了兩個不同的電阻值作為LPF驅動器R，分別是750 ?和412 ?,。從理論來說,，R更低時得出的SNR應該更佳，但從實際獲得的數(shù)據(jù)來看,，如表2和表3所示,，SNR并無很大改善，相反,，這會對THD性能產(chǎn)生更大影響,。

　　LPF電阻（圖1中的R）越低，放大器所需的電流越大,。使用更低的電阻值時,，運算放大器的輸出電流高于最大線性驅動電流。

　　放大器驅動器選擇

　　在選擇要使用的ADC驅動器時,，實現(xiàn)器件最佳性能所對應的規(guī)格至關重要,。我們使用兩個ADC驅動器來收集數(shù)據(jù)，分別是ADA4899-1和LTC6228,。這些ADC驅動器非常適合用于驅動LTC2387-18,，后者用于進行實驗室測量。在選擇ADC驅動器時考慮的一些規(guī)格包括帶寬,、電壓噪聲,、諧波失真和電流驅動能力。根據(jù)已完成的測試，從THD和SNR這兩個方面來看,，ADA4899-1和LTC6228的性能差異可以忽略,。

　　LPF設計和應用指南

　　圖5顯示LPF電路。5個相同電阻（R1至R5）,、1個用于調(diào)節(jié)LPF時間響應的電阻（RQ）,、2個相同的接地電容（C1和C2），以及1個數(shù)值為接地電容1/10的反饋電容（C3）,，這些器件構成了LPF無源組件（±1%電阻和±5%電容）,。

　　圖5.LPF電路。

　　簡單的LPF設計流程（注1）

　　R1至R5 = R,，C1和C2 = C,。

　　要盡量降低失真，電阻R1至R5的值必須在600 ?至750 ?范圍內(nèi),。

　　▲設置R = 750?

　　▲C = 1.5E9/f3 dB（最接近標準的5%電容pF）,，f3 dB為LPF –3 dB頻率（注2）

　　▲例如：如果f3 dB為1 MHz，那么C = （1.5E9）/（1E6） = 1500 pF

　　▲C3 = C/10

　　▲RQ = R/5或R/10（注3和4）

　　注1.簡單的濾波器設計只需要一個計算器,，無需使用非線性s域公式,。

　　注2.如果R = 619 ?，那么C = 1.8E9/f3 dB,，f3 dB為LPF –3 dB頻率,。

　　注3.RQ = R/5，用于實現(xiàn)最大阻帶衰減,，RQ = R/10,，用于實現(xiàn)低過沖和快速建立時間。

　　采用RQ/5和RQ/10時,，在10× f–3 dB時,，阻帶衰減分別為–70 dB和–62 dB。

　　注4.如果RQ = R/10,，–3 dB頻率比RQ = R/5時低7%,，也就是說，R1至R5等于RQ/5時R的0.93,。

　　注5.LPF驅動器差分輸出至ADC輸入的PCB線路距離為1'‘或更低,。

　　注6.LPF運算放大器的VCC和VEE分別為6 V和–1 V，輸出線性電壓擺幅為0 V至4.098 V,。

　　結論

　　根據(jù)表2至表5的SNR和THD數(shù)據(jù),，我們可以了解圖2所示電路的性能。通過增大電容來降低LPF帶寬,，這會增大SNR（降低LPF噪聲帶寬）,。LPF帶寬越低，失真程度越高（因為LPF建立時間比實現(xiàn)最低采樣誤差所需的時間長）。此外,，如果LPF電阻值太低,，THD會隨之降低，因為LPF運算放大器需要驅動反饋電阻和反相運算放大器輸入電阻（運算放大器輸出電流更高時,，失真程度降低）,。

　　LTC2387-18 ADC采用10 MSPS采樣頻率時，LPF通帶必須為1 MHz或高于1 MHz,，以盡可能降低THD。將LPF設置為1 MHz,，是對SNR,、THD和足量ADC混疊抑制的任意妥協(xié)。

　　設計參考：ADI的精密ADC驅動器工具

　　精選器件

　　運算放大器

　　模數(shù)轉換器

　　致謝

　　主要顧問：

　　混合信號部門的高級應用工程師Guy Hoover和Clarence Mayott,。

　　精密ADC驅動器工具設計師Anne Mahaffey

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