本文提出一種控制策略——正弦脈沖脈位調(diào)制混合控制策略。此種控制方法不再依賴(lài)現(xiàn)有的PWM模擬芯片而采用數(shù)字控制,，通過(guò)對(duì)輸出電壓與電流進(jìn)行過(guò)零比較與邏輯組合,，得到周波變換器開(kāi)關(guān)脈沖，方法簡(jiǎn)單,，易于實(shí)現(xiàn),。混合控制就是周波變換器開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖為低頻脈沖和高頻脈沖的混合,，逆變器能量可以雙向流動(dòng),。在保留現(xiàn)有控制策略的優(yōu)點(diǎn)的基礎(chǔ)上,，可以極大地減小周波變換器的控制難度，并減少其開(kāi)關(guān)損耗,，提高逆變器的變換效率與穩(wěn)定性,。

　　2 全橋高頻鏈逆變器工作原理

　　圖1為全橋高頻鏈逆變器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，直流輸入經(jīng)逆變電路,、高頻變壓器和周波變換器輸出交流到負(fù)載[5],。高頻變壓器傳遞的是正弦脈沖脈位調(diào)制波，由于全橋電路的能量可以雙向流動(dòng),，因此整個(gè)能量傳遞可以分為兩個(gè)過(guò)程,，定義為：①能量正向傳遞階段(從直流到交流);②能量回饋階段(從交流到直流)。

　　圖1 全橋式高頻鏈逆變器主電路

　　在能量正向傳遞階段,，S1,、S2和S3、S4分別進(jìn)行高頻斬波,，而S5,、S6的開(kāi)關(guān)頻率跟隨負(fù)載為低頻，且當(dāng)輸出電壓U0為正時(shí),，使S5常通,，當(dāng)輸出電壓U0為負(fù)時(shí)，使S6常通,，這樣分別使Uin,、S1、S3,、L1,、L2、S5,、Vd6、C0和ZL組成一組Flyback變換器,，實(shí)現(xiàn)直流電源向負(fù)載傳遞能量,，使負(fù)載得到交流正半周波形;使Uin、S2,、S4,、L1、L2,、S6,、Vd5、C0和ZL組成另一組Flyback變換器,，實(shí)現(xiàn)直流電源向負(fù)載傳遞能量,，使負(fù)載得到交流負(fù)半周波形,。當(dāng)能量回饋時(shí)，Uin,、L1,、L2、S5,、S6,、Vd1、Vd2,、Vd3,、Vd4、C0和ZL分別組成兩組Flyback變換器,。無(wú)論負(fù)載為感性還是容性,，S5仍然在輸出電壓C0為正時(shí)保持常通，此時(shí)當(dāng)輸出電流I0與輸出電壓U0反相時(shí),，S6高頻斬波,，實(shí)現(xiàn)能量回饋;而S6仍然在輸出電壓U0為負(fù)時(shí)保持常通，此時(shí)當(dāng)輸出電流I0與輸出電壓U0反相時(shí),，S5高頻斬波,，實(shí)現(xiàn)能量回饋。

　　可以看出全橋高頻鏈逆變器在接感性與容性負(fù)載實(shí)現(xiàn)能量回饋的時(shí)候,，周波變換器才和一次側(cè)的高頻逆變橋的驅(qū)動(dòng)脈沖同步,，為高頻工作。因此周波變換器的驅(qū)動(dòng)邏輯與輸出電壓與電流的極性有關(guān)[6],。具體的控制波形如圖2所示,。

　　圖2 主電路控制波形

　　3 控制回路設(shè)計(jì)

　　全橋電流源高頻鏈逆變電路采用電壓瞬時(shí)反饋的SPWM控制方案，控制方案如圖3所示,。其中電壓給定為Uref,，電壓調(diào)節(jié)器的輸出為Ur，電壓調(diào)節(jié)器的反向值為Um,，它們分別與同一個(gè)載波Ut進(jìn)行比較,，產(chǎn)生UGS1、UGS3和UGS2,、UGS4來(lái)分別驅(qū)動(dòng)高頻逆變橋的開(kāi)關(guān)管S1,、S3、和S2,、S4[7],。而UGS5與UGS6為產(chǎn)生的高頻同步信號(hào)，SP為輸出電壓 經(jīng)過(guò)過(guò)零比較后得到的邏輯信號(hào)，SF為能量回饋邏輯信號(hào),。根據(jù)對(duì)輸出電壓與電流進(jìn)行過(guò)零比較來(lái)判斷得到的邏輯信號(hào)SP與SF,，與高頻同步信號(hào)UGS5、UGS6進(jìn)行邏輯組合后,，就可以得到周波變換器的具有雙向能量流動(dòng)特性的驅(qū)動(dòng)信號(hào),。其邏輯組合式如1式所示。

　　 (1)

　　其中

　　圖3 高頻鏈逆變器控制框圖