摘 要： 采用有源功率因數(shù)" title="功率因數(shù)">功率因數(shù)校正（APFC）芯片TDA4863及DC/DC" title="DC/DC">DC/DC變換器" title="變換器">變換器芯片NCP1207設(shè)計了一種實用反激式開關(guān)電源" title="開關(guān)電源">開關(guān)電源。樣機實驗結(jié)果表明,，所設(shè)計開關(guān)電源的功率因數(shù)高于0.95,，整個電源系統(tǒng)" title="電源系統(tǒng)">電源系統(tǒng)的效率>85.8%,，且總諧波電流畸變率<3.75%，電磁污染程度較低,，因而此電壓具有較高的實用價值,。
關(guān)鍵詞： 功率因數(shù)校正；TDA4863,；NCP1207,；開關(guān)電源
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由于傳統(tǒng)開關(guān)電源存在對電網(wǎng)造成諧波污染以及工作效率低等問題，因此目前國內(nèi)外各類開關(guān)電源研究機構(gòu)正努力尋求運用各種高新技術(shù)改善電源性能[1],。其中,，在開關(guān)電源設(shè)計中通過功率因數(shù)校正PFC（Power Factor Correction)技術(shù)降低電磁污染及利用同步整流技術(shù)提高效率的研發(fā)途徑尤其受到重視。參考文獻[2-3]專題研討了有源功率因數(shù)校正（APFC）技術(shù),；參考文獻[4]綜述了單相并聯(lián)式技術(shù)的最新發(fā)展,；參考文獻[5-6]分別優(yōu)化設(shè)計了帶負載電流反饋、并聯(lián)式PFC芯片的AC/DC變換器和升壓式PFC變換器，但所設(shè)計的電源效率及功率因數(shù)分別在85%和90%以下,，其性能還有待進一步提高,。
本文設(shè)計并制作了一種高效低電磁污染的開關(guān)電源樣機。測試結(jié)果表明,，該電源具有優(yōu)良的動態(tài)性能,、較高的功率因數(shù)和工作效率，且控制簡單,，故具有一定的實際應(yīng)用價值,。
1 開關(guān)電源設(shè)計方案
開關(guān)電源的結(jié)構(gòu)如圖1所示，它主要由220V交流電壓整流及濾波電路,、功率因數(shù)校正電路,、DC/DC變換器三大部分組成。
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? 220V交流電經(jīng)整流供給功率因數(shù)校正電路,，采用Boost型PFC來提高電源的輸入功率因數(shù),，同時降低了諧波電流，從而減小了諧波污染,。PFC的輸出為一直流電壓UC,，通過DC/DC變換可將該電壓變換成所要求的兩輸出直流電壓Uo1(12V)和Uo2(24V)。
??? 從圖中可以看出,，本電源系統(tǒng)設(shè)計的關(guān)鍵是在整流濾波器和DC/DC變換器之間加入了功率因數(shù)校正電路,，使輸入電流受輸入電壓嚴格控制，以實現(xiàn)更高的功率因數(shù),。同時設(shè)計中還采用同步整流技術(shù)以減少整流損耗,，提高DC/DC變換效率。選用反激式準諧振DC/DC變換器,，既能增強對輸入電壓變化的適應(yīng)能力,，又可以降低工作損耗。
??? 為保證開關(guān)電源的性能,，電源實際制作時還附加了一些電路：(1)保護電路,。防止負載本身的過壓、過流或短路,；(2)軟啟動控制電路,。它能保證電源穩(wěn)定、可靠且有序地工作,，防止啟動時電壓電流過沖,；(3)浪涌吸收電路。防止因浪涌電壓電流而引起輸出紋波峰-峰值過高及高頻輻射和高次諧波的產(chǎn)生,。
2 開關(guān)電源主要器件選擇
2.1 APFC芯片及控制方案
??? 電源中功率因數(shù)校正電路以Infineon（英飛凌）公司生產(chǎn)的TDA4863芯片為核心,，電路如圖2所示。開關(guān)管VT1選用增強型MOSFET。具體控制方案為：從負載側(cè)A點反饋取樣,，引入雙閉環(huán)電壓串聯(lián)負反饋，以穩(wěn)定DC/DC變換器的輸入電壓和整個系統(tǒng)的輸出電壓,。
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2.2 準諧振DC/DC變換器
??? DC/DC變換器的類型有多種[7],，為了保證用電安全，本設(shè)計方案選為隔離式,。隔離式DC/DC變換形式又可進一步細分為正激式,、反激式、半橋式,、全橋式和推挽式等,。其中，半橋式,、全橋式和推挽式通常用于大功率輸出場合,，其激勵電路復(fù)雜，實現(xiàn)起來較困難,；而正激式和反激式電路則簡單易行,，但由于反激式比正激式更適應(yīng)輸入電壓有變化的情況，且本電源系統(tǒng)中PFC輸出電壓會發(fā)生較大的變化,，故本設(shè)計中的UC/UO變換采用反激方式,，有利于確保輸出電壓穩(wěn)定不變。
??? 本設(shè)計采用ONSMEI(安森美)準諧振型PWM驅(qū)動芯片NCP1207,，它始終保持在MOSFET漏極電壓最低時開通,，改善了開通方式，減小了開通損耗,。
??? 圖3是利用NCP1207芯片設(shè)計的DC/DC反激式變換器電路,，其工作原理為：PFC輸出直流電壓UO，一路直接接變壓器初級線圈L1,，另一路經(jīng)電阻R3接到NCP1207高壓端8腳,，使電路起振，形成軟啟動電路,；NCP1207的5腳輸出驅(qū)動脈沖開通開關(guān)管VT,，L1存儲能量，當驅(qū)動關(guān)閉時,，線圈L2和L3釋放能量,，次級經(jīng)整流濾波后供電給負載，輔助線圈釋放能量,，一部分經(jīng)整流濾波供電給VCC,，形成自舉電路，另一部分經(jīng)電阻R1和R2分壓后送到NCP1207的1腳，來判斷VT軟開通時刻,；光耦P1反饋來自輸出電壓的信號,，經(jīng)電阻R7和電容C2組成積分電路濾波后送入NCP1207的2腳，以調(diào)節(jié)輸出電壓的穩(wěn)定,，此為電壓反饋環(huán)節(jié),。電阻R6取樣主電流信號，經(jīng)串聯(lián)電阻R5和電容C4組成積分電路濾波后送入NCP1207的3腳,，此為電流反饋環(huán)節(jié),。
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2.3 同步整流管
電源系統(tǒng)采用電流驅(qū)動同步整流技術(shù)[8]，基本思路是通過使用低通態(tài)電阻的MOSFET代替DC/DC變換器輸出側(cè)的整流二極管工作,，以最大限度地降低整流損耗,，即通過檢測流過自身的電流來獲得MOSFET驅(qū)動信號，VT1在流過正向電流時導(dǎo)通,，而當流過自身的電流為零時關(guān)斷,，使反相電流不能流過VT1，故MOSFET與整流二極管一樣只能單向?qū)ā?BR> 選擇同步整流管主要是考慮管子的通態(tài)電流要大,，通態(tài)電阻小,，反向耐壓足夠大（應(yīng)按24V時變壓器次級變換反向電壓計 算），且寄生二極管反向恢復(fù)時間要短,。經(jīng)對實際電路的分析計算,，選用ONSEMI公司生產(chǎn)的MTY100N10E的MOSFET管，其耐壓100V,，通態(tài)電流為100A,，通態(tài)電阻為11MΩ，反向恢復(fù)時間為145ns,，開通延遲時間和關(guān)斷延遲時間分別為48ns和186ns,，能滿足系統(tǒng)工作要求。
3 降耗及降電磁污染的手段
3.1 降耗措施
(1)利用TDA4863芯片優(yōu)越性能
TDA4863的性能特點是：當輸入電壓較高時,，片內(nèi)APFC電路從電網(wǎng)中吸取較多的功率,；反之，當輸入電壓較低時則吸收較少的功率,，這就抑制了產(chǎn)生諧波電流,，使功率因數(shù)接近單位功率因數(shù)；片內(nèi)還包含有源濾波電路,，能濾除因輸出電壓脈動而產(chǎn)生的諧波電流,；芯片的微電流工作條件也降低了元器件的損耗。
(2)電壓電流雙閉環(huán)反饋
??? 因整機系統(tǒng)形成雙閉環(huán)系統(tǒng),，DC/DC變換器輸出穩(wěn)定電壓時既增大了輸入電阻又減小輸出電阻,，達到了閉環(huán)控制的目的,。變換器在較大功率時呈現(xiàn)同步整流方式，較小功率時開關(guān)管,、整流管均為零電壓開通,，同步整流或零電壓開通都極大地降低了管耗。
3.2 降低電磁污染措施
??? (1)交流側(cè)設(shè)置電磁干擾（EMI）濾波器
??? 設(shè)置EMI濾波器的目的是抑制電源線上傳導(dǎo)的高頻干擾,，同時防止電源裝置產(chǎn)生的諧波污染電網(wǎng),。
??? (2)直流側(cè)安裝濾波電容器
??? 在整流橋的兩端并聯(lián)了四只濾波電容器，可削弱整流部分對系統(tǒng)工作的影響,。
??? (3)優(yōu)化元器件布局減小連線距離
在一次整流回路中將二極管與變壓器接近，而在二次整流回路中將二極管與變壓器和輸出電容都設(shè)置得比較靠近,。
(4)合理接地
一方面為降低接地阻抗,、消除分布電容的影響，安裝時將需要接地部分就近接到該端,；另一方面分別將低頻電路,、高頻電路和功率電路的公共端單獨連接后，再接到參考地端,。
4 樣機測試結(jié)果分析
4.1 整流橋和開關(guān)管測試波形
采用泰克（Tektronix）示波器TDS5034B對實驗電路進行測試,，圖4是后級DC/DC變換器負載為12V/1.53A及24V/1.70A時的波形。其中,，udr和ud分別為開關(guān)管VT1驅(qū)動電壓及其漏極電壓,，u5為TDA4863的5腳電壓，即電感零電流檢測電壓,，ui為整流橋正弦半波輸出電壓,。由圖可知，ud幅值因為鉗位而基本不變,，呈高頻矩形波,；u5的包絡(luò)線顯現(xiàn)出電感平均電流波形接近于正弦波形。當ui為谷點時振蕩頻率f0明顯降低,，因此時電流基準信號也處于低谷,，且輸出功率一定時很小的峰值電流無法使u5升高；在ui峰值附近f0也較低,，因為電流基準信號亦處于峰值附近,，電感電流峰值和輸出功率都較大，但因輸出平均功率一定,，故f0降低,。
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4.2 不同輸入交流電壓時的開關(guān)管電壓波形
圖5是負載為12V/1.1A、24V/3.2A時,，不同的ui下實測的開關(guān)管VT1漏極電壓ud的波形,。由圖可知,，當ui在90V～150V低壓段時，ud為252V,，并保持不變,；當ui在210V～260V高壓段時，ud一直保持382V不變,。由此說明,，電源系統(tǒng)實現(xiàn)了輸出電壓跟隨輸入交流電壓變化的目標。
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4.3 輸出紋波電壓波形
圖6為APFC的輸出高頻和低頻紋波電壓,。由圖可知,，高頻紋波電壓約為3V左右，低頻紋波頻率為100Hz時,，波動電壓約為10V,。因后級為反激式DC/DC變換器，故對輸出電壓無影響,。
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4.4 開關(guān)電源主要項目測試數(shù)據(jù)
不同負載和輸入交流電壓下測試的實驗數(shù)據(jù)如表1所示,，表中，Ui,、Ii,；UO、IO,；Pi,、PO分別表示整個電源系統(tǒng)的交流輸入電壓、輸入電流,；輸出電壓,、輸出電流；輸入功率,、輸出功率,。樣機功率因數(shù)cosΦ是采用WT3000型高精度功率分析儀測試得到。具體測試情況是：電源系統(tǒng)未啟動時,，cosΦ只有0.625左右,，但當系統(tǒng)工作后，cosΦ逐漸升高并達到0.952以上,，峰值點可達0.989,，可見電源系統(tǒng)對功率因數(shù)的提升是明顯的。
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本文所設(shè)計的反激式開關(guān)電源與普通開關(guān)電源相比,，具有更低的功耗和電磁污染,，而且對樣機實測的功率因素cosΦ高于0.95；在輸出端電壓分別為12V和24V時,，對應(yīng)系統(tǒng)輸出紋波電壓實測約為104mV和185mV,；THD值低至3.75%以下,，符合EMI國家標準，整個電源系統(tǒng)的效率范圍為85.8%≤η≤87.9%,。因此,，所設(shè)計的開關(guān)電源具有較高的實際應(yīng)用價值，可以將其應(yīng)用于各種中小功率的電子設(shè)備中,。
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