《電子技術應用》
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單端有源箝位DC/DC變換器
高季蓀
摘要: 單端正激式及反激式變換器的性能,,因采用了有源箝位/恢復技術而大大增強。其優(yōu)點是效率高,,對外干擾及器件應力小,。本文介紹了兩種有源箝位電路拓撲,,對電路工作狀態(tài)進行了分析,對磁化電流和負載電流之間的關系進行了推導,。最后,,對這種有源箝位的DC/DC變換器的優(yōu)點,作了歸納,。
Abstract:
Key words :

1引言

在開關電源里,,可把直流電壓從一個電平變換到另一個電平。諸如buck電路,,boost電路以及buck-boost電路,。但是,當要求把相當高的直流電壓變換到相當低的直流電壓時,,常規(guī)變換技術的效率較低,,特別是當變換器的工作頻率在1MHz以上時,開關損耗變得特別大,。

圖1電路就是常規(guī)的buck(正激式)變換器,。該變換器在正常工作期間,開關管S1導通,,把輸入電壓和輸出電壓之差加在電感L1上,使電感L1中的電流增加,并對輸入電容CS充電,;該電流又送至負載RL上,。當開關S1關斷時,電感L1極性反向使二極管D1導通,,然后,,電流流經D1和L1,其幅度是逐漸下降的,,直到S1再導通為止,,又開始下一個工作周期。

圖2為常規(guī)的buckboost變換器,,它用變壓器T把輸入及輸出電壓隔離開來,。該變換器可使輸出電壓的幅值大于或小于其輸入電壓的幅值。此電路的缺點是開關管電流和二極管電流均比基本的buck或boost變換器的電流大,。

本文所介紹的具有有源箝位的DC/DC功率變換器,,可以在1MHz以上的開關頻率下,以零電壓諧振變換來工作,。電路中,,只需要一個磁芯兼作電感和變壓器。通過改變匝比,,以獲得所需要的電壓,。對其輸出特性的控制和普通的變換器拓撲一樣。用零電壓諧振變換和變壓器隔離技術,,對磁芯無特殊要求,。該電路控制部分采用脈寬調制技術(PWM),工作頻率高,,效率也高,,且輸入輸出隔離。

2電路結構說明

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圖1常規(guī)的buck變換器電路

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圖2常規(guī)的buck-boost變換器電路

圖3為本文重點介紹的具有有源箝位的DC/DC變換器電路,。電路中采用了三只開關管S1,、S2及S3,變壓器T,,變壓器初級側和次級側的濾波電容分別為Ci和Cs,。為分析方便,假定電容足夠大,,電容電壓在整個開關周期內為恒定值,;變壓器初次級繞組的耦合系數為1;開關管是理想的,,即無功耗,,并且能通過正反任一方向的電流,。此外,在分析中,,只考慮單輸出形式,,要輸出幾種電壓,可以增加次級繞組,。

通常是用普通的定時電路(未畫出)來控制三個開關管的工作,。其控制波形如圖4所示。在工作時,,有源箝位開關S1和同步開關S3由同一信號ug來驅動

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圖3具有有源箝位的DC/DC變換器

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圖4圖3電路工作波形圖中iLPM的峰峰值為

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圖5S2導通電路狀態(tài)

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圖6S1,、S3導通電路狀態(tài)

 

(同時導通,同時截止),如圖4(a)波形所示,。S2則用相反的信號來驅動,。這樣,當S1及S3導通時,,S2截止,反之亦然,。因為假定S1、S2,、S3均為理想開關管,,即開通與關斷是瞬時完成的。實際上,,開關時間在30ns~120ns之間,,一般采用先關斷后開通的波形來驅動。

3電路工作狀態(tài)分析

圖5和圖6所示為圖3電路的兩種工作狀態(tài),。假定開始時該電路已處于穩(wěn)態(tài)運行,,如圖5所示,S2導通,,變壓器初級繞組中的電流增加,,給電容CP充電,而輸出電流Io完全由電容CS支持著,。在圖6所示的狀態(tài)中,,S1及S3導通。這就使貯存在電容CP和電感LP中的能量,,從變壓器初級側傳遞到次級側負載,。

S2的工作周期為T,占空比為D,,導通間隔為工作周期的一部分,,即DT。而S1及S3的導通時間間隔為T-DT=T(1-D),。在周期T內,,初級繞組兩端電壓的平均值為零,,即

(Ui-nUo)DT-nUo(1-D)T=0(1)

UiD=nUo(2)

D=nUo/Ui(3)

式中,n是變壓器的匝比,。式(1)示于圖4(b),。同樣Cs中的平均電流也為零。當S2導通時,,Cs供給負載電流Io。當S1及S3導通時,,Cs充電,,以補償S2導通時Cs輸出的能量。在理想情況下,,可以認為Cs中的電流ICS基本上是矩形,,如圖4(c)所示。當S2導通時,,Cs輸入電流ICS和輸出端電流Io是幅值相等相位相反的,即

ICS=-Io(4)

在S1和S3導通期間,,Cs的輸入電流ICS等于次級繞組中的電流Is和輸出電流Io之差,即

ICS=Is-Io(5)

因為電容CS上的平均電流為零,,則有

-DIo+(1-D)(IS-Io)=0(6)

次級繞組中的電流Is可表示為

Is=Io/(1-D)(7)

在S1及S3導通期間

ICS=Io/(1-D)-Io(8)

=Io·D/(1-D)(9)

將式(3)代入式(9)得

ICS=Io·nUo/(Ui-nUo)(10)

Cs中的輸入電流ICS示于圖4(c),,輸出電流Io示于圖4(d),Is示于圖4(e),。

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圖7CP與繞組并聯電路圖

依據線性疊加,,變壓器初級繞組中的電流由三部分組成:第一部分是磁化電流ILpm,系S2導通時Ui在初級繞組兩端所加的電壓引起的,,它與輸出電流無關,;第二部分電流是在S1和S3導通期間,次級繞組的電流感應到初級繞組中的電流,,用ILP1-3表示,;第三部分電流是在S2導通期間,由輸入電流ILP2所產生的,。

磁化電流由加在初級繞組上的電壓,、繞組電感、開關周期T及占空比D決定,。當S2導通時(11)

在S2導通期間,,峰-峰磁化電流:(12)

在S1及S3導通期間的峰-峰電流可用同樣的方法求出(13)

在穩(wěn)態(tài)條件下,式(12)與式(13)相等,。

在S1和S3導通期間,,負載電流在初級側產生的電流ILP1-3,可借用變壓器的匝比關系,,把式(7)反射到初級側即得(14)

在S2導通期間,,負載電流在初級側產生的電流ILP2可這樣來考慮:在S2導通期間,,必定有輸入電流流通,以支持輸出電流,,因為輸出能量等于輸入能量(理想變壓器),,又因為瞬時功率等于電壓和電流之積,由式(3)可得(15)整理后得(16)

在S2導通期間,,平均負載電流在初級側產生的電流等于輸入電流Ii(17)或(18)

初級繞組磁化電流ILPm的波形為三角形,,如圖4(f)所示。由式(14)及(18)所示的負載電流波形分別示于圖4(g)和圖4(h),,而合成的初級電流波形示于圖4(i),。由于初級繞組電感量較大,在整個開關周期內,,即使S2關斷,,ILP2基本上仍保持為恒定值。

如果沒有輸出電流,,磁化電流的平均值為零,。因此,當變壓器空載時,,初級電流為正負峰峰等幅的波形,。而獲得零電壓諧振開關,該磁化電流的峰-峰幅值,,必須大于兩倍負載電流在初級繞組中所產生的電流,。

這種串聯功率變換拓撲的特點在于:在正激變換電路中,只用了一只磁性元件,,該磁性元件起兩個作用:一是作為電路中的電感器,,二是作為隔離變壓器。另外一種類似電路如圖7所示,。

  這種電路結構和工作情況,,基本上和圖3一樣,Cp只有當S1導通時,,才能并接到初級繞組,。圖7電路所產生的波形示于圖8。其工作狀態(tài)分別示于圖9和圖10,。在圖9中S2導通,,使初級繞組中的電流增加,而輸出電流完全由電容CS來提供,。在圖10中S1和S3導通,,CP上的電壓Ucp(是在S1及S3斷開時,Cp連續(xù)充放電所形成的),,加在變壓器初級繞組上,。

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圖8電路工作波形

圖中iLpm的峰值為

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圖9S2導通電路狀態(tài)

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圖10S1,、S2導通電路狀態(tài)

穩(wěn)態(tài)時,初級電感上的電壓在一個開關周期內平均值為零

UiDT+(-nUo)(1-D)T=0(19)

nUo(D-1)+UiD=0(20)(21)

其波形示于圖8(b),。從式(9)和(21),,可得(22)

Ics波形示于圖8(c)。輸出電流Io波形示于圖8(d),,而次級電流Is波形示于圖8(e),。

在S2導通期間,磁化電流(23)

磁化電流的峰-峰值:(24)

同樣,,在S1和S3導通期間,,磁化電流的峰-峰幅值為:(25)

式(25)的波形示于圖8(f)。

式(7)所表示的電流反射到變壓器初級側,,就導出式(14)。

在S2導通期間,,由負載電流在初級側所產生的電流,,可由式(21)導出(27)整理后可得(28)

在整個開關周期內,S2導通期間由負載電流在初級側所產生的電流等于輸入電流Ii(29)或(30)

式(30)的波形示于圖8(g),。

初級繞組磁化電流ILPm為三角波形,,如圖8(f)所示。合成的初級電流波形如圖8(h)所示,。

當輸出電流為零時,,就和正激變換器的情況一樣,初級繞組中只有磁化電流,,其平均值為零,。圖7電路和圖3電路不同點是:圖3電路在S2關斷期間,初級繞組中無磁化電流,,而在圖7電路中,,即使在S2關斷期間,CP仍會提供一定的磁化電流,。

4結語

圖3電路由于采用開關管S1作為有源箝位/恢復器件,,使該電路具有如下優(yōu)點:

(1)為使變壓器恢復,不需要附加恢復繞組,,或附加有損耗的箝位器件,。

(2)占空比比較高,允許輸入電壓范圍寬,,或采用較高的匝比,。

(3)由于匝比較高,初級上的電流應力和次級側上的電壓應力可大大減輕,。

(4)存貯在寄生元件中的能量被傳輸到諧振槽路元件上,,并循環(huán)進行,,結果使電路效率提高,噪聲下降,。

(5)由于開關電壓被箝位到一個可控制的電平上,,器件應力減小了,就可采用低額的開關器件,。

(6)可實施零電壓開關(ZVS),,從而可工作在較高的頻率上并獲得較高的效率。

(7)在整個輸入電壓變化范圍內,,開關管上的電壓應力相當恒定,,這就為設計者提供了綜合考慮的余地。而在其他單端式電路中,,由于開關電壓應力與輸入電壓成正比,,不具有這個優(yōu)點。

(8)由于采用了這種有源箝位技術,,就有可能在次級側采用同步開關改善變壓器波形,。

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