1引言
在開(kāi)關(guān)電源里,,可把直流電壓從一個(gè)電平變換到另一個(gè)電平,。諸如buck電路,boost電路以及buck-boost電路,。但是,,當(dāng)要求把相當(dāng)高的直流電壓變換到相當(dāng)?shù)偷闹绷麟妷簳r(shí),常規(guī)變換技術(shù)的效率較低,,特別是當(dāng)變換器的工作頻率在1MHz以上時(shí),,開(kāi)關(guān)損耗變得特別大。
圖1電路就是常規(guī)的buck(正激式)變換器,。該變換器在正常工作期間,,開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通,把輸入電壓和輸出電壓之差加在電感L1上,,使電感L1中的電流增加,,并對(duì)輸入電容CS充電;該電流又送至負(fù)載RL上,。當(dāng)開(kāi)關(guān)S1關(guān)斷時(shí),,電感L1極性反向使二極管D1導(dǎo)通,然后,,電流流經(jīng)D1和L1,,其幅度是逐漸下降的,直到S1再導(dǎo)通為止,,又開(kāi)始下一個(gè)工作周期,。
圖2為常規(guī)的buckboost變換器,它用變壓器T把輸入及輸出電壓隔離開(kāi)來(lái)。該變換器可使輸出電壓的幅值大于或小于其輸入電壓的幅值,。此電路的缺點(diǎn)是開(kāi)關(guān)管電流和二極管電流均比基本的buck或boost變換器的電流大,。
本文所介紹的具有有源箝位的DC/DC功率變換器,可以在1MHz以上的開(kāi)關(guān)頻率下,,以零電壓諧振變換來(lái)工作,。電路中,只需要一個(gè)磁芯兼作電感和變壓器,。通過(guò)改變?cè)驯?,以獲得所需要的電壓。對(duì)其輸出特性的控制和普通的變換器拓?fù)湟粯?。用零電壓諧振變換和變壓器隔離技術(shù),,對(duì)磁芯無(wú)特殊要求。該電路控制部分采用脈寬調(diào)制技術(shù)(PWM),,工作頻率高,,效率也高,且輸入輸出隔離,。
2電路結(jié)構(gòu)說(shuō)明
圖1常規(guī)的buck變換器電路
圖2常規(guī)的buck-boost變換器電路
圖3為本文重點(diǎn)介紹的具有有源箝位的DC/DC變換器電路,。電路中采用了三只開(kāi)關(guān)管S1、S2及S3,,變壓器T,,變壓器初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)的濾波電容分別為Ci和Cs。為分析方便,,假定電容足夠大,電容電壓在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)為恒定值,;變壓器初次級(jí)繞組的耦合系數(shù)為1,;開(kāi)關(guān)管是理想的,即無(wú)功耗,,并且能通過(guò)正反任一方向的電流,。此外,在分析中,,只考慮單輸出形式,,要輸出幾種電壓,可以增加次級(jí)繞組,。
通常是用普通的定時(shí)電路(未畫(huà)出)來(lái)控制三個(gè)開(kāi)關(guān)管的工作,。其控制波形如圖4所示。在工作時(shí),,有源箝位開(kāi)關(guān)S1和同步開(kāi)關(guān)S3由同一信號(hào)ug來(lái)驅(qū)動(dòng)
圖3具有有源箝位的DC/DC變換器
圖4圖3電路工作波形圖中iLPM的峰峰值為
圖5S2導(dǎo)通電路狀態(tài)
圖6S1,、S3導(dǎo)通電路狀態(tài)
(同時(shí)導(dǎo)通,同時(shí)截止),如圖4(a)波形所示。S2則用相反的信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng),。這樣,,當(dāng)S1及S3導(dǎo)通時(shí),S2截止,反之亦然,。因?yàn)榧俣⊿1,、S2、S3均為理想開(kāi)關(guān)管,,即開(kāi)通與關(guān)斷是瞬時(shí)完成的,。實(shí)際上,開(kāi)關(guān)時(shí)間在30ns~120ns之間,,一般采用先關(guān)斷后開(kāi)通的波形來(lái)驅(qū)動(dòng),。
3電路工作狀態(tài)分析
圖5和圖6所示為圖3電路的兩種工作狀態(tài)。假定開(kāi)始時(shí)該電路已處于穩(wěn)態(tài)運(yùn)行,,如圖5所示,,S2導(dǎo)通,變壓器初級(jí)繞組中的電流增加,,給電容CP充電,,而輸出電流Io完全由電容CS支持著。在圖6所示的狀態(tài)中,,S1及S3導(dǎo)通,。這就使貯存在電容CP和電感LP中的能量,從變壓器初級(jí)側(cè)傳遞到次級(jí)側(cè)負(fù)載,。
S2的工作周期為T(mén),,占空比為D,導(dǎo)通間隔為工作周期的一部分,,即DT,。而S1及S3的導(dǎo)通時(shí)間間隔為T(mén)-DT=T(1-D)。在周期T內(nèi),,初級(jí)繞組兩端電壓的平均值為零,,即
(Ui-nUo)DT-nUo(1-D)T=0(1)
UiD=nUo(2)
D=nUo/Ui(3)
式中,n是變壓器的匝比,。式(1)示于圖4(b),。同樣Cs中的平均電流也為零。當(dāng)S2導(dǎo)通時(shí),,Cs供給負(fù)載電流Io,。當(dāng)S1及S3導(dǎo)通時(shí),Cs充電,,以補(bǔ)償S2導(dǎo)通時(shí)Cs輸出的能量,。在理想情況下,,可以認(rèn)為Cs中的電流ICS基本上是矩形,如圖4(c)所示,。當(dāng)S2導(dǎo)通時(shí),,Cs輸入電流ICS和輸出端電流Io是幅值相等相位相反的,即
ICS=-Io(4)
在S1和S3導(dǎo)通期間,Cs的輸入電流ICS等于次級(jí)繞組中的電流Is和輸出電流Io之差,,即
ICS=Is-Io(5)
因?yàn)殡娙軨S上的平均電流為零,,則有
-DIo+(1-D)(IS-Io)=0(6)
次級(jí)繞組中的電流Is可表示為
Is=Io/(1-D)(7)
在S1及S3導(dǎo)通期間
ICS=Io/(1-D)-Io(8)
=Io·D/(1-D)(9)
將式(3)代入式(9)得
ICS=Io·nUo/(Ui-nUo)(10)
Cs中的輸入電流ICS示于圖4(c),輸出電流Io示于圖4(d),,Is示于圖4(e),。
圖7CP與繞組并聯(lián)電路圖
依據(jù)線性疊加,變壓器初級(jí)繞組中的電流由三部分組成:第一部分是磁化電流ILpm,,系S2導(dǎo)通時(shí)Ui在初級(jí)繞組兩端所加的電壓引起的,,它與輸出電流無(wú)關(guān);第二部分電流是在S1和S3導(dǎo)通期間,,次級(jí)繞組的電流感應(yīng)到初級(jí)繞組中的電流,,用ILP1-3表示;第三部分電流是在S2導(dǎo)通期間,,由輸入電流ILP2所產(chǎn)生的,。
磁化電流由加在初級(jí)繞組上的電壓、繞組電感,、開(kāi)關(guān)周期T及占空比D決定,。當(dāng)S2導(dǎo)通時(shí)(11)
在S2導(dǎo)通期間,峰-峰磁化電流:(12)
在S1及S3導(dǎo)通期間的峰-峰電流可用同樣的方法求出(13)
在穩(wěn)態(tài)條件下,,式(12)與式(13)相等,。
在S1和S3導(dǎo)通期間,負(fù)載電流在初級(jí)側(cè)產(chǎn)生的電流ILP1-3,,可借用變壓器的匝比關(guān)系,,把式(7)反射到初級(jí)側(cè)即得(14)
在S2導(dǎo)通期間,負(fù)載電流在初級(jí)側(cè)產(chǎn)生的電流ILP2可這樣來(lái)考慮:在S2導(dǎo)通期間,,必定有輸入電流流通,,以支持輸出電流,,因?yàn)檩敵瞿芰康扔谳斎肽芰浚ɡ硐胱儔浩鳎?,又因?yàn)樗矔r(shí)功率等于電壓和電流之積,由式(3)可得(15)整理后得(16)
在S2導(dǎo)通期間,,平均負(fù)載電流在初級(jí)側(cè)產(chǎn)生的電流等于輸入電流Ii(17)或(18)
初級(jí)繞組磁化電流ILPm的波形為三角形,,如圖4(f)所示。由式(14)及(18)所示的負(fù)載電流波形分別示于圖4(g)和圖4(h),,而合成的初級(jí)電流波形示于圖4(i),。由于初級(jí)繞組電感量較大,,在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi),即使S2關(guān)斷,,ILP2基本上仍保持為恒定值,。
如果沒(méi)有輸出電流,磁化電流的平均值為零,。因此,,當(dāng)變壓器空載時(shí),初級(jí)電流為正負(fù)峰峰等幅的波形,。而獲得零電壓諧振開(kāi)關(guān),,該磁化電流的峰-峰幅值,必須大于兩倍負(fù)載電流在初級(jí)繞組中所產(chǎn)生的電流,。
這種串聯(lián)功率變換拓?fù)涞奶攸c(diǎn)在于:在正激變換電路中,,只用了一只磁性元件,該磁性元件起兩個(gè)作用:一是作為電路中的電感器,,二是作為隔離變壓器,。另外一種類似電路如圖7所示。
這種電路結(jié)構(gòu)和工作情況,,基本上和圖3一樣,,Cp只有當(dāng)S1導(dǎo)通時(shí),才能并接到初級(jí)繞組,。圖7電路所產(chǎn)生的波形示于圖8,。其工作狀態(tài)分別示于圖9和圖10。在圖9中S2導(dǎo)通,,使初級(jí)繞組中的電流增加,,而輸出電流完全由電容CS來(lái)提供。在圖10中S1和S3導(dǎo)通,,CP上的電壓Ucp(是在S1及S3斷開(kāi)時(shí),,Cp連續(xù)充放電所形成的),加在變壓器初級(jí)繞組上,。
圖8電路工作波形
圖中iLpm的峰值為
圖9S2導(dǎo)通電路狀態(tài)
圖10S1,、S2導(dǎo)通電路狀態(tài)
穩(wěn)態(tài)時(shí),初級(jí)電感上的電壓在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)平均值為零
UiDT+(-nUo)(1-D)T=0(19)
nUo(D-1)+UiD=0(20)(21)
其波形示于圖8(b),。從式(9)和(21),,可得(22)
Ics波形示于圖8(c)。輸出電流Io波形示于圖8(d),,而次級(jí)電流Is波形示于圖8(e),。
在S2導(dǎo)通期間,磁化電流(23)
磁化電流的峰-峰值:(24)
同樣,,在S1和S3導(dǎo)通期間,,磁化電流的峰-峰幅值為:(25)
式(25)的波形示于圖8(f),。
式(7)所表示的電流反射到變壓器初級(jí)側(cè),就導(dǎo)出式(14),。
在S2導(dǎo)通期間,,由負(fù)載電流在初級(jí)側(cè)所產(chǎn)生的電流,可由式(21)導(dǎo)出(27)整理后可得(28)
在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi),,S2導(dǎo)通期間由負(fù)載電流在初級(jí)側(cè)所產(chǎn)生的電流等于輸入電流Ii(29)或(30)
式(30)的波形示于圖8(g),。
初級(jí)繞組磁化電流ILPm為三角波形,如圖8(f)所示,。合成的初級(jí)電流波形如圖8(h)所示,。
當(dāng)輸出電流為零時(shí),就和正激變換器的情況一樣,,初級(jí)繞組中只有磁化電流,,其平均值為零。圖7電路和圖3電路不同點(diǎn)是:圖3電路在S2關(guān)斷期間,,初級(jí)繞組中無(wú)磁化電流,,而在圖7電路中,即使在S2關(guān)斷期間,,CP仍會(huì)提供一定的磁化電流,。
4結(jié)語(yǔ)
圖3電路由于采用開(kāi)關(guān)管S1作為有源箝位/恢復(fù)器件,使該電路具有如下優(yōu)點(diǎn):
(1)為使變壓器恢復(fù),,不需要附加恢復(fù)繞組,,或附加有損耗的箝位器件。
(2)占空比比較高,,允許輸入電壓范圍寬,,或采用較高的匝比。
(3)由于匝比較高,,初級(jí)上的電流應(yīng)力和次級(jí)側(cè)上的電壓應(yīng)力可大大減輕,。
(4)存貯在寄生元件中的能量被傳輸?shù)街C振槽路元件上,并循環(huán)進(jìn)行,,結(jié)果使電路效率提高,,噪聲下降。
(5)由于開(kāi)關(guān)電壓被箝位到一個(gè)可控制的電平上,,器件應(yīng)力減小了,,就可采用低額的開(kāi)關(guān)器件。
(6)可實(shí)施零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS),,從而可工作在較高的頻率上并獲得較高的效率,。
(7)在整個(gè)輸入電壓變化范圍內(nèi),,開(kāi)關(guān)管上的電壓應(yīng)力相當(dāng)恒定,,這就為設(shè)計(jì)者提供了綜合考慮的余地,。而在其他單端式電路中,由于開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力與輸入電壓成正比,,不具有這個(gè)優(yōu)點(diǎn),。
(8)由于采用了這種有源箝位技術(shù),就有可能在次級(jí)側(cè)采用同步開(kāi)關(guān)改善變壓器波形,。