利用計算機設計單片開關電源的方法與步驟
下面對35個設計步驟作詳細的闡述。
[步驟1]確定開關電源的基本參數(shù)
(1)交流輸入電壓最小值:Umin,,見表1。
(2)交流輸入電壓最大值:Umax,,見表1,。
表1根據(jù)交流輸入電壓范圍確定Umin、Umax值
交流輸入電壓U(V) | Umin(V) | Umax(V) |
---|---|---|
固定輸入:100/115 | 85 | 132 |
通用輸入:85~265 | 85 | 265 |
固定輸入:230±15% | 195 | 265 |
(3)電網(wǎng)頻率fL:50Hz或60Hz,。
表2反饋電路的類型及UFB參數(shù)值
反饋電路類型 | UFB(V) | UO的準確度(%) | SV(%) | SI(%) |
---|---|---|---|---|
基本反饋電路 | 5.7 | ±10 | ±1.5 | ±5 |
改進型基本反饋電路 | 27.7 | ±5 | ±1.5 | ±2.5 |
配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路 | 12 | ±5 | ±0.5 | ±1 |
配TL431的光耦反饋電路 | 12 | ±1 | ±0.2 | ±0.2 |
(4)開關頻率f:100kHz,。
(5)輸出電壓UO(V):已知。
(6)輸出功率PO(W):已知,。
(7)電源效率η:一般取80%,,除非有更好的數(shù)
據(jù)可用。
(8)損耗因數(shù)Z:Z代表次級損耗與總功耗的比
值,。典型值為0.5,。
[步驟2]根據(jù)輸出要求,選擇反饋電路的類型以及反饋電壓UFB
詳見表2,??蓮?種反饋電路中選擇一種合適的電路,并確定反饋電壓UFB的值,。
[步驟3]根據(jù)U,、PO值來確定輸入濾波電容CIN、
直流輸入電壓最小值UImin
(1)令整流橋的響應時間tc=3ms,。
(2)根據(jù)輸入電壓,,從表3中查出CIN值。
(3)得到UImin的值,。
表3確定CIN,、UImin的值
交流輸入電壓U(V) | PO(W) | 比例系數(shù)(μF/W) | CIN(μF) | UImin(V) |
---|---|---|---|---|
固定輸入:100/115 | 已知 | 2~3 | (2~3)×PO | ≥90 |
通用輸入:85~265 | 已知 | 2~3 | (2~3)×PO | ≥90 |
固定輸入:230±15% | 已知 | 1 | 1×PO | ≥240 |
[步驟4]根據(jù)交流輸入電壓U確定初級感應電壓UOR,、鉗位二極管反向擊穿電壓UB值
(1)根據(jù)輸入電壓,從表4中查出UOR,、UB值,。
(2)步驟25將用到UB值來選擇瞬變電壓抑制器(TVS)的型號。
(3)TOPSwitch關斷且次級電路處于導通狀態(tài)時,,
次級電壓會感應到初級,。感應電壓UOR與UI相疊加后,加至內部功率開關管(MOSFET)的漏極上,。此時初級漏感釋放能量,,并在漏極上產(chǎn)生尖峰電壓UL。由于上述不利情況同時出現(xiàn),,極易損壞芯片,,因此需給初級增加鉗位保護電路。利用TVS器件來吸收尖峰電壓的瞬間能量,,使上述三種電壓之和不超過漏-源擊穿電壓U(BR)DS值,。
表4確定UOR、UB值
U(V) | UOR(V) | UB(V) |
---|---|---|
固定輸入:100/115 | 60 | 90 |
通用輸入:85~265 | 135 | 200 |
固定輸入:230±15% | 135 | 200 |
[步驟5]根據(jù)UImin和UOR來確定最大占空比Dmax
Dmax的計算公式為:Dmax=×100%(1)
(1)MOSFET的通態(tài)漏-源電壓UDS(ON)=10V,。
(2)應在U=Umin時確定Dmax,。
若將UOR=135V、UImin=90V,、UDS(ON)=10V一并代入式(1),,可計算出Dmax=64.3%,,這與典型值67%非常接近,。Dmax隨著U的升高而減小,例如當U=Umax=265V時,,Dmax=34.6%,。
[步驟6]確定初級脈動電流IR與初級峰值電流IP的比值KRP
定義比例系數(shù)
KRP=IR/IP(2)
(1)當U確定之后,KRP有一定的取值范圍,。在110V/
115V或寬范圍電壓輸入時,,可選KRP=0.4,當230V輸入時,,取KRP=0.6,。
(2)在整個迭代過程中,可適當增大KRP的值,,但不得超過表5中規(guī)定的最大值,。
表5確定KRP
U(V) | KRP | |
---|---|---|
最小值(連續(xù)模式) | 最大值(不連續(xù)模式) | |
固定輸入:100/115 | 0.4 | 1.0 |
通用輸入:85~265 | 0.4 | 1.0 |
固定輸入:230±15% | 0.6 | 1.0 |
[步驟7]確定初級波形參數(shù)
計算下列參數(shù)(電流單位均取A):
(1)輸入電流的平均值IAVGIAVG=(3)
(2)初級峰值電流IPIP=(4)
(3)初級脈動電流IR〔可由式(2)求得〕
(4)初級有效值電流IRMSIRMS=IP(5)
[步驟8]根據(jù)電子數(shù)據(jù)表格和所需IP值,選擇TOPSwitch芯片
(1)所選極限電流最小值ILIMIT(min)應滿足
0.9ILIMIT(min)≥IP(6)
(2)若芯片散熱不良,,則選功率稍大些的芯片,。
[步驟9和步驟10]計算芯片的結溫Tj
(1)計算結溫TjTj=〔IRMS2×RDS(ON)+CXT(UImax+UOR)2f〕·
RθA+25℃(7)
式中:CXT是漏極結點的等效電容,。括號內第二項代表當交流輸入電壓較高時,由于CXT不斷被充放電而引起的開關損耗,,可用PCXT表示,。
(2)計算過程中若發(fā)現(xiàn)Tj>100℃,應選功率較大的TOPSwitch芯片,。
[步驟11]驗算IP
IP=0.9ILIMIT(min)(8)
(1)輸入新的KRP值且從最小值開始迭代,,直到
KRP=1.0。
(2)檢查IP值是否符合要求,。
(3)迭代KRP=1.0或IP=0.9ILIMIT(min),。
[步驟12]計算初級電感量LPLP=·(9)
式中:LP的單位取μH。
[步驟13]選擇磁芯與骨架并確定相關參數(shù)
從廠家提供的磁芯數(shù)據(jù)表中查出適合該輸出功率的磁芯型號,,以及有效截面積(SJ),、有效磁路長度(l)、等效電感(AL),、骨架寬度(b)等參數(shù)值,。
[步驟14]設定初級層數(shù)d和次級匝數(shù)NS的初始值
設定d=2層。當U=85V~265V時取NS=0.6匝,;再用迭代法計算NS,;亦可根據(jù)次級每伏匝數(shù)和UF1值,直接計算NS值(參見步驟15),。
在步驟15至步驟22中必須確定高頻變壓器的9個主要參數(shù):初級電感量LP,,磁芯氣隙寬度δ,初級匝數(shù)NP,,次級匝數(shù)NS,,反饋繞組匝數(shù)NF,初級裸導線直徑DPm,,初級導線外徑DPM,,次級裸導線直徑DSm和次級導線外徑DSM。上述參數(shù)中,,除LP可直接用公式單獨計算外,,其余參數(shù)都是互相關聯(lián)的,因此通常從次級匝數(shù)開始計算,。另外鑒于反饋繞組上的電流很?。ㄒ话阈∮?0mA),對其線徑要求不嚴,,因此不需計算導線的內,、外直徑。
[步驟15]計算次級匝數(shù)NS
對于230V或寬范圍輸入應取0.6匝/V,,現(xiàn)已知UO=7.5V,,考慮到在次級肖特基整流管上還有0.4V的正向壓降UF1,,因此次級匝數(shù)為(UO+UF1)×0.6=4.74匝。由于次級繞組上還存在導線電阻,,也會形成壓降,,實取NS=5匝。下面就以該數(shù)據(jù)作為初始值分別計算其余7個參數(shù),。
[步驟16]計算初級匝數(shù)NPNP=NS×(10)
將UOR=85V,,UO=7.5V,UF1=0.4V,,NS=5匝一同代入式(10),,計算出NP=53.8匝。實取54匝,。
[步驟17]計算反饋繞組匝數(shù)NFNF=NS×(11)
將NS=5匝,,UFB=10.4V,UF2=0.7V,,UO=7.5V,,UF1=0.4V代入式(11),計算出NF=7.03匝,。實取7匝,。
[步驟18]根據(jù)初級層數(shù)d、骨架寬度b和安全邊距M,,計算有效骨架寬度bE(單位是mm)
bE=d(b-2M)(12)
將d=2,,b=8.43mm,M=0代入式(12),,求得bE=16.86mm,。
再計算初級導線的外徑(帶絕緣層)DPMDPM=(13)
將bE=16.86,NP=54匝代入式(13),,求得DPM=0.31mm,??鄢崞ず舐銓Ь€的內徑DPm=0.26mm,。
[步驟19]驗證初級導線的電流密度J是否滿足初級有效值電流IRMS=0.32A之條件J==(14)
將DPm=0.26mm、IRMS=0.32A代入式(14),,得到J=6.06A/mm2,。電子數(shù)據(jù)表格中實取6.17A/mm2。
若J>10A/mm2,,應選較粗的導線和較大的磁芯骨架,,使J<10A/mm2。若J<4A/mm2,,應選較細的導線和較小的磁芯骨架,,使J>4A/mm2,;亦可適當增加NP的匝數(shù)。
[步驟20]計算磁芯中的最大磁通密度BMBM=(15)
將IP=0.74A,,LP=623μH,,NP=54匝,磁芯有效橫截面積SJ=0.41cm2代入式(15),,計算出BM=0.2082T,。電子數(shù)據(jù)表中實取0.2085T。
需要指出,,若BM>0.3T,,則需增加磁芯的橫截面積或增加初級匝數(shù),使BM在0.2~0.3T范圍之內,。如BM<0.2T,,就應選擇較小的磁芯或減小NP值。
[步驟21]計算磁芯的氣隙寬度δδ=40πSJ(16)
式中δ的單位是mm,。將SJ=0.41cm2,,NP=54匝,LP=623μH,,磁芯不留間隙時的等效電感AL=2.4μH/匝2代入式(16),,計算出δ=0.22mm。氣隙δ應加在磁芯的磁路中心處,,要求δ≥0.051mm,。若δ小于此值,需增大磁芯尺寸或者增加NP值,。
[步驟22]計算留有氣隙時磁芯的等效電感ALGALG=(17)
將LP=623μH,,NP=54匝,代入式(17),,得到ALG=0.214μH/匝2,。電子數(shù)據(jù)表中實取0.215μH/匝2。
需要說明兩點:
(1)ALG值必須在選好NP值以后才能確定,。
(2)如上所述,,高頻變壓器的設計是一個多次迭
代的過程。例如當NP改變后,,NS和NF的值也一定會按一定的比例變化,。此外,在改變磁芯尺寸時,,需對J,、BM、δ等參數(shù)重新計算,,以確信它們仍在給定的范圍之內,。這表明若計算結果與電子數(shù)據(jù)表格中的數(shù)值略有差異,,也屬正常現(xiàn)象,,因二者迭代過程未必完全一致,。
[步驟23]確定次級參數(shù)ISP、ISRMS,、IRI,、DSM
(1)計算次級峰值電流ISP
次級峰值電流取決于初級峰值電流以及初、次級匝數(shù)比,,有公式ISP=IP×(18)
將IP=0.74A,,NP=54匝,NS=5匝代入式(18),,得到ISP=7.99A,。
(2)計算次級有效值電流ISRMS
次級紋波電流與峰值電流的比例系數(shù)KRP與初級完全相同,區(qū)別僅是對次級而言,,KRP反應的是次級電流在占空比為(1-Dmax)時的比例系數(shù),。因此,計算次級有效值電流ISRMS時,,須用下面公式:ISRMS=ISP(19)
表6選擇鉗位二極管和阻塞二極管
U(V) | 鉗位電壓UB(V) | 鉗位二極管 | 阻塞二極管 |
---|---|---|---|
固定輸入:100/115 | 90 | P6KE91(91V/5W) | BYV26B(400V/1A) |
通用輸入:85~265 | 200 | P6KE200(200V/5W) | BYV26C(600V/1A) |
固定輸入:230±15% | 200 | P6KE200 | BYV26C |
將ISP=7.99A,,Dmax=51%,KRP=0.92代入式(19),,求得ISRMS=3.35A,。電子表格中的計算結果為3.36A。
(3)計算輸出濾波電容上的紋波電流IRIIRI=(20)
將ISRMS=3.36A,,IO=2A代入式(20),,求得IRI=2.70A。
最后計算次級裸導線直徑,,有公式DSm=·=1.13(21)
將ISRMS=3.36A,,J=5.18A/mm2代入式(21),求得DSm=0.91mm,。實選0.900mm的公制線規(guī),。需要指出,當DSm>0.4mm時,,應采用0.4mm的兩股導線雙線并繞NS匝,。與單股粗導線繞制方法相比,雙線并繞能增大初級繞組的等效橫截面積,,改善磁場耦合程度,減小磁場泄漏及漏感,。此外,,用雙線并繞方式還能減小次級導線的電阻值,,降低功率損耗。
若選用三重絕緣線來繞制初級繞組,,則導線外徑(單位是mm)的計算公式為:DSM=(22)
將b=8.43mm,,M=0,NS=5匝代入式(22),,求得DSM=1.69mm,。可選導線直徑DSm≥0.91mm而絕緣層外徑DSM≤1.69mm的三重絕緣線,。
[步驟24]確定次級整流管,、反饋電路整流管的最高反向峰值電壓:U(BR)S、U(BR)FB
有公式:U(BR)S=UO+UImax·(23)U(BR)FB=UFB+UImax·(24)
將UO=7.5V,,UFB=10.4V,,UImax=375V,NS=5匝,,NP=54匝,,NF=7匝,分別代入以上兩式,,求得U(BR)S=42.2V,,U(BR)FB=59V。這與電子表格中給出的結果完全相同,。
[步驟25]選擇鉗位二極管和阻塞二極管
見表6,。對于低功率的TOP200、TOP201,、TOP210型單片開關電源,,可選UB=180V的瞬變電壓抑制器。
[步驟26]選擇輸出整流管
輸出整流管宜采用肖特基二極管,,此類管子的壓降低,、損耗小,能提高電源效率,。典型產(chǎn)品有MOTOROLA公司生產(chǎn)的MBR系列,。要求管子的最高反向工作電壓URM≥2U(BR)S,〔U(BR)S為整流管實際承受的最大反向峰值電壓〕,;其標稱電流IF1≥3IO(IO為最大連續(xù)輸出電流),。
肖特基二極管的最高反向工作電壓一般不超過100V,僅適合做低壓,、大電流整流用,。當UO≥30V時,需用耐壓100V以上的超快恢復二極管來代替肖特基二極管,此時電源效率會略有下降,。
[步驟27]利用步驟23得到的IRI,,選擇輸出濾波電容COUT
(1)濾波電容在105℃、100kHz時的紋波電流應≥IRI,。
(2)要選擇等效串聯(lián)電阻很低的電解電容器,。等效串聯(lián)電阻的英文縮寫為ESR,符號為r0,。它表示在電容器的等效電路中,,與之相串聯(lián)的代表電容器損耗的等效電阻,簡稱串聯(lián)損耗電阻,。輸出的紋波電壓URI由下式?jīng)Q定:
URI=ISP·r0(25)
式中的ISP由步驟23得到,。
(3)為減小大電流輸出時的紋波電流IRI,可將幾只濾波電容并聯(lián)使用,,以降低電容總的r0值和等效電感L0,。
(4)COUT的容量與最大輸出電流IOM有關。例如,,當UO=5~24V,、IOM=1A時,COUT取330μF/35V,;IOM=2A時COUT應取1000μF/35V,。
[步驟28~29]當輸出端的紋波電壓超過規(guī)定值時,應再增加一級LC濾波器
(1)濾波電感L=2.2μH~4.7μH,。當IOM小于
1A時可采用由非晶合金磁性材料制成的磁珠,;大電流時須選用磁環(huán)繞制而成的扼流圈。
(2)為減小L上的壓降,,宜選較大些的濾波電感或增大線徑,。通常可取L=3.3μH,。
(3)濾波電容C取120μF/35V,,要求其r0很小。
[步驟30]選擇反饋電路中的整流管
見表7,。表中的URM為整流管最高反向工作電壓,,U(BR)FB是由步驟24得到的,要求:
URM≥1.25U(BR)FB(26)
[步驟31]選擇反饋濾波電容
應取0.1μF/50V的陶瓷電容器,。
表7選擇反饋電路中的整流管
整流管類型 | 整流管型號 | 最高反向工作電壓URM(V) | 生產(chǎn)廠家 |
---|---|---|---|
玻封高速開關硅二極管 | IN4148 | 75 | 國產(chǎn) |
超快恢復二極管 | BAV21 | 200 | Philips公司 |
UF4003 | 200 | GI公司 |
[步驟32]選擇控制端電容及串聯(lián)電阻
控制端電容一般取47μF/10V,,普通電解電容即可。與之相串聯(lián)的電阻可選6.2Ω/0.25W,。在不連續(xù)模式下可去掉此電阻,。
[步驟33]按從表2中選定的那種反饋電路,,選取元器件值。
[步驟34]選擇輸入整流橋
(1)整流橋的反向擊穿電壓UBR應滿足下式要
求:UBR≥1.25Umax(27)
式中的Umax值從第步驟1得到,。
(2)設輸入有效值電流為IRMS,,整流橋額定的有效值電流為IBR,,應當使IBR≥2IRMS,。計算IRMS的公式如下:IRMS=(28)
式中:cosφ為開關電源的功率因數(shù),一般為0.5~0.7,。若無可信的數(shù)據(jù),,可選cosφ=0.5。