隨著軟件無線電技術(shù)和FPGA、DSP,、AD 等技術(shù)的高速發(fā)展,，數(shù)字接收機的應(yīng)用日益廣泛。為了擴大數(shù)字接收機的ADC 動態(tài)范圍,，廣泛采用了自動增益控制(AGC) ,，使接收機的增益隨著信號的強弱進(jìn)行調(diào)整，其性能的好壞直接影響著接收機能否高質(zhì)量穩(wěn)定接收,。傳統(tǒng)的AGC 電路大都采用模擬電路,但由于模擬AGC 缺乏智能性,，難以實現(xiàn)復(fù)雜的控制算法，且精度不高,，調(diào)試復(fù)雜,。這里介紹了一種基于FPGA 和數(shù)控VGA 芯片AD8370 的數(shù)字自動增益控制的實現(xiàn)方法，實時地調(diào)整中頻接收機的增益,，大大增強了系統(tǒng)的動態(tài)范圍,。

　　1   數(shù)控AGC 實現(xiàn)方法

　　數(shù)控AGC 原理框圖如圖1 所示，在信號數(shù)字化后,，根據(jù)樣本估計出信號功率,，與參考值比較后，反饋控制前端的數(shù)控VGA 芯片,，將信號輸出調(diào)整到ADC 的滿量程附近,，以獲得全程數(shù)字量化和最大輸出信噪比。

圖1  AGC 環(huán)路框圖

　　要實現(xiàn)AGC 控制,，必須先檢測信號幅度或功率的估計值,，通過正交I/Q 的均方值即I2+ Q2 精確得到AGC 信號功率，其中I,、Q 為同相正交2 支路的符號峰值采樣點數(shù)據(jù),。計算機仿真表明，當(dāng)信號以每符號4 采樣點進(jìn)行統(tǒng)計平均估計時，得到的估計值與定時恢復(fù)無關(guān),，即I,、Q 值不必為最佳采樣點。

　　由于輸入信號的幅度通常是緩慢變化的,，故可通過一段時間樣值的累加進(jìn)行一次估計,，通常將累加值與參考值相比，得到AGC 需放大或縮小的倍數(shù),。在這里,，將除法運算改為對數(shù)運算后的減法實現(xiàn)，通過與參考值的比較,，直接對應(yīng)需放大或縮小的dB數(shù),。再通過查表，轉(zhuǎn)化為數(shù)控VGA 芯片的控制字,，反饋至前端,。這與模擬AGC 相比，由于反饋部分的主要功能由數(shù)字方法實現(xiàn),，使得復(fù)雜的控制要求用數(shù)字信號處理技術(shù)能夠較容易的實現(xiàn)，且具有快速收斂和精確的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)等優(yōu)點,。

　　2   計算機仿真

　　在Matlab 中,，首先生成PN 9 的偽隨機碼作為基帶信號。進(jìn)行格雷碼的預(yù)差分編碼和成型濾波,，上變頻,、加噪、下變頻后得到正交和同相2 路基帶信號：

　　式中,△ω為載波頻偏,θ0 為載波相位,，則：

　　仿真中,，設(shè)置其中信噪比為12 dB，中頻為70 MHz,，符號率2 Mbps,，采樣率為64MHz，抽取率為8,，信號功率估計時累積長度為1 024 點,，即256 個符號。

　　調(diào)整前采樣所得的中頻信號如圖2 所示,。其中前4 000 點的信號放大倍數(shù)為1,，4 001 至9 000 點的信號放大倍數(shù)為10，9 000 點之后的放大倍數(shù)為20,即信號幅度有2 次變化,，需通過AGC 進(jìn)行調(diào)整,，使信號幅度保持恒定。圖2( a) 為AGC 調(diào)整后的中頻信號，其中調(diào)整的參考值為前4 000點信號的功率,可以看出在4 000和9 000附近信號有一段抖動,，這是調(diào)整所需的相應(yīng)時間; 下圖為AGC 的放大倍數(shù),，同樣的，在4 000和9 000點產(chǎn)生了跳變,，以響應(yīng)信號幅度的變化,，其中前4 000點的放大倍數(shù)為1，4 001至9 000點的放大倍數(shù)變?yōu)?. 1,，而9 000點之后則為0. 05,。另外根據(jù)仿真結(jié)果，信號功率估計值最大偏差小于1 dB,，因此,，該估計算法和調(diào)整控制是準(zhǔn)確有效的。

圖2   調(diào)整前后的信號及放大倍數(shù)

　　3   硬件實現(xiàn)

　　硬件方案的具體實現(xiàn)如圖3 所示,。上面為信號處理板卡,，下面為中頻執(zhí)行板卡。其中控制板卡上AD 轉(zhuǎn)換由AD9640 芯片完成,，輸入信號的峰峰值可設(shè)置范圍為1~ 2 V,，本系統(tǒng)初始化為2 V; 控制部分在FPGA XC4VLX100 中完成，以產(chǎn)生時鐘,、使能和數(shù)據(jù)三線控制信號; 作為環(huán)路執(zhí)行元件的是前端中頻板上的AD8370,，其控制功率增益范圍為- 11~ + 34 dB; 3 dB帶寬為750 MHz; 串行的8 bit 控制信號接口; 提供200Ω差分輸入和100Ω差分輸出。由于本方案動態(tài)范圍需達(dá)60 dB,，故采用了2 級AD8370 級聯(lián),，為了讓系統(tǒng)工作穩(wěn)定，設(shè)計時應(yīng)使2 級的放大倍數(shù)盡量接近,，以避免第2 級出現(xiàn)飽和,，因此在將調(diào)整的倍數(shù)轉(zhuǎn)化為AD8370 控制字時，需特別注意,。

圖3  硬件測試板卡

　　系統(tǒng)由微波信號源4438C 產(chǎn)生中頻70 MHz,、比特率4 Mbps 的QPSK 信號，采樣時鐘64 MHz,，由前端中頻部分的DDS 產(chǎn)生,，系統(tǒng)抽取率仍為8，由DDC后的CIC 完成,。

　　實現(xiàn)中,，I、Q 兩路的均方值由FPGA 中乘法器DSP48 求取,，累加器完成均方值的累加,，而累加樣本點的個數(shù)直接決定了控制調(diào)整的相應(yīng)速度，累加長度太長會使相應(yīng)速度變慢，無法跟上信號的變化; 但長度太短又會使估計的功率值不準(zhǔn),，起伏太大從而引起控制精度的下降,，通過實測發(fā)現(xiàn)通常數(shù)百符號即可得出較準(zhǔn)確的信號功率估值，因此對符號率百K 以上量級的信號而言可以在數(shù)毫秒甚至更短的時間內(nèi)完成信號的精確調(diào)整,。本系統(tǒng)設(shè)置為1 ms 進(jìn)行一次調(diào)整,，即2 048 個符號得到一次估計值。此外,，求對數(shù)運算以及信號需調(diào)整的倍數(shù)到控制字的轉(zhuǎn)換都通過查表實現(xiàn),，其中增益控制字查找表的可實現(xiàn)增益為- 13~ + 60 dB，其深度為4 096,，即每1 dB的變化對應(yīng)56 個步進(jìn),，可實現(xiàn)最小0. 02 dB的調(diào)整，因此結(jié)合之前的準(zhǔn)確估計一起實現(xiàn)了較高的控制精度,。

　　為避免低信噪比情況下AD 長時間工作在溢出狀態(tài),，系統(tǒng)設(shè)置的參考值設(shè)計為比AD 滿量程小2 dB左右。經(jīng)測試,，當(dāng)4 dBm 的QPSK 信號直接輸入AD 時,AD 采集信號的量化值為# 6 000 左右,，距14位滿量程對應(yīng)的# 8 192 約2 dB，故以此功率為參考,。如圖4 所示,，橫軸為輸入信號功率，縱軸為AGC的增益,。理論上2 級AD8370 級聯(lián)能實現(xiàn)90 dB 的動態(tài)，但實測中,在信噪比10 dB 條件下,，單級在- 7~ + 28 dB 范圍,，2 級聯(lián)合在- 14~ + 56 dB時,其線性性較好，故在本系統(tǒng)中實現(xiàn)了近70 dB的動態(tài)范圍,。

圖4   輸入信號強度及對應(yīng)的AGC 增益

　　4   結(jié)束語

　　首先介紹了數(shù)控AGC 的原理,，指出AGC 的數(shù)字實現(xiàn)方法的優(yōu)點。在此基礎(chǔ)上,，對功率檢測以及反饋控制方法進(jìn)行了計算機仿真,，結(jié)果表明，該方法是可行的,，適合FPGA 實現(xiàn),。在硬件實現(xiàn)中，通過2級AD8370 級聯(lián)實現(xiàn)了近70 dB 的動態(tài)范圍變化,，并保證了控制精度誤差小于1 dB,。