《電子技術(shù)應(yīng)用》
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新型EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理分析
劉鳳君
摘要: 隨著高新技術(shù)的發(fā)展,,越來越多的高精密負(fù)載對輸入電源,,特別是對交流輸入電源的穩(wěn)壓精度要求越來越高,。但是,,由于電力供求矛盾的存在,,市電電網(wǎng)電壓的波動較大,,不能滿足高精密負(fù)載的要求,,需要在市電電網(wǎng)與負(fù)載之間增設(shè)一臺高穩(wěn)壓精度的寬穩(wěn)壓范圍的交流穩(wěn)壓電源,。
Abstract:
Key words :

0    引言

    隨著高新技術(shù)的發(fā)展,越來越多的高精密負(fù)載對輸入電源,,特別是對交流" title="交流">交流輸入電源的穩(wěn)壓精度要求越來越高,。但是,由于電力供求矛盾的存在,,市電電網(wǎng)電壓的波動較大,,不能滿足高精密負(fù)載的要求,,需要在市電電網(wǎng)與負(fù)載之間增設(shè)一臺高穩(wěn)壓精度的寬穩(wěn)壓范圍的交流穩(wěn)壓電源" title="穩(wěn)壓電源">穩(wěn)壓電源,。

    交流穩(wěn)壓電源形式有很多種,,目前應(yīng)用較多的三相柱式交流穩(wěn)壓器,由于用的是機(jī)械傳動和碳刷觸點(diǎn)進(jìn)行調(diào)節(jié),,因而存在工作壽命短,、可靠性差、動態(tài)響應(yīng)慢等缺點(diǎn),。正在被一種無觸點(diǎn)多補(bǔ)償變壓器式交流穩(wěn)壓電源所取代,。

    “補(bǔ)償”的概念有補(bǔ)足和抵消兩種意思。所謂多補(bǔ)償變壓器式交流穩(wěn)壓電源,,就是用多個(gè)(一般是2~4個(gè))補(bǔ)償變壓器,,將其次級串入主電路中,通過由雙向晶閘管或固態(tài)繼電器組成的“多全橋”變換電路,,采用有選擇的切換或通過切換串入補(bǔ)償變壓器的個(gè)數(shù)進(jìn)行有級補(bǔ)償,,來達(dá)到穩(wěn)壓目的。由于沒有機(jī)械傳動和碳刷,,因而提高了壽命與動態(tài)反應(yīng)速度,,使交流穩(wěn)壓電源的整體性能大大提高。但也存在著一些缺點(diǎn),,諸如只能有級調(diào)壓,,調(diào)節(jié)精度不高,使用的補(bǔ)償變壓器及控制開關(guān)較多,,電路相對復(fù)雜等,。本文取其優(yōu)點(diǎn)、避其缺點(diǎn),,提出了用等脈寬調(diào)制(EPWM" title="EPWM">EPWM——equal-pulse width modulation)高頻斬波器進(jìn)行補(bǔ)償?shù)慕涣鞣€(wěn)壓電源以供參考,。它是作者曾經(jīng)研制和發(fā)表過的“PWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源”的一種改進(jìn)變形電路(參見電源世界2002年第1期及電源技術(shù)應(yīng)用2002年第3期),比原電路更簡單,,也更合理一些,。

1    工作原理

    EPWM斬波式交流穩(wěn)壓電源的簡化原理電路如圖1所示。它是由主電路和控制電路兩部分組成的,。主電路是由EPWM橋式斬波器V1~V4及其輸出變壓器Tr,、直流整流電源VD1~VD4和輸出交流濾波器LFCF組成,。橋式斬波器通過其輸出變壓器Tr的次級串聯(lián)在市電電源與負(fù)載之間,,以便對市電電壓的波動進(jìn)行正、負(fù)補(bǔ)償,。橋式斬波器輸出電壓中的諧波,,由濾波器LFCF來濾除,。橋式斬波器所需的直流電源,由取自穩(wěn)壓電源輸出端的市電電源,,通過整流器VD1~VD4來供給,。這里應(yīng)該指出的是,EPWM橋式斬波器V1~V4并不是工作在逆變器狀態(tài),,而是工作在橋式斬波器狀態(tài),。這是由它的EPWM工作方式、直流電源電壓波形和直流電容Cd值的大小及其功能來區(qū)分的,。如圖2所示,,橋式斬波器的直流電壓,不是通過電容Cd把整流電壓濾波成恒定的平滑直流電壓,,而是仍然為單相橋式整流電壓的波形,。直流電容Cd不再具有直流濾波功能,而只是為了創(chuàng)造一個(gè)續(xù)流通路而設(shè)置的,。對于感性負(fù)載,,在一個(gè)斬波開關(guān)周期內(nèi)續(xù)流的能量是很小的(由于斬波頻率較高),所以Cd的值也很小,,Cd的充放電速度很快,,不會影響整流電壓的上升或下降速度,使Cd上的電壓與不濾波的整流電壓波形相同,。也就是說,,由于電容Cd的值很小,它只允許續(xù)流電流通過,,不再具有直流濾波功能,,因此對整流波形不產(chǎn)生影響。這就說明橋式斬波器是工作在EPWM斬波狀態(tài),,而不是工作在逆變狀態(tài),。

圖1    EPWM斬波式交流穩(wěn)壓電源的簡化原理電路框圖

圖2    EPWM橋式斬波器主電路

    斬波式交流穩(wěn)壓電源的控制電路,是由市電輸入電壓整流檢測電路,、比較電路,、EPWM電路和橋式斬波器開關(guān)V1~V4工作狀態(tài)的切換和觸發(fā)電路組成。在市電電壓整流檢測電路中,,加入對濾波電感LF上的電壓檢測,,是為了減小濾波電感LF的電抗對穩(wěn)壓精度的影響。

    EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源工作原理如圖1所示,。當(dāng)市電電壓波動時(shí),,通過對市電輸入電壓us及濾波電感LF上電壓的整流檢測電路,得到電壓信號US.L,將US,L與基準(zhǔn)參考電壓Ur進(jìn)行比較,,得到誤差電壓ΔU,。當(dāng)US,L>Ur時(shí)(市電電壓上波動)得動+ΔU,+ΔU使EPWM調(diào)制器中的比較器U2不能工作,,只能使比較器U1工作,,+ΔU通過與三角波uc在U1中進(jìn)行比較,在+ΔU大于三角波的部分產(chǎn)生出EPWM脈沖信號,,此信號通過“狀態(tài)切換觸發(fā)電路”對橋式斬波器中的開關(guān)管V1~V4進(jìn)行控制,,在其輸出變壓器Tr次級產(chǎn)生負(fù)補(bǔ)償電壓-uco,,使負(fù)載電壓UL=USUco=Ur,;當(dāng)US,L<Ur時(shí)(市電電壓下波動)得到-ΔU,-ΔU使EPWM調(diào)制器中的比較器U1不能工作,,只能使比較器U2工作,,-ΔU通過反相器與三角波uc在U2中進(jìn)行比較,在ΔU大于三角波部分產(chǎn)生出EPWM脈沖信號,,此信號通過“狀態(tài)切換觸發(fā)電路”對橋式斬波器中的開關(guān)管V1~V4進(jìn)行控制,,在其輸出變壓器Tr次級產(chǎn)生正補(bǔ)償電壓+uco,使負(fù)載電壓UL=USUco=Ur,。

    對市電電壓的正,、負(fù)補(bǔ)償,是通過狀態(tài)切換觸發(fā)電路,,切換橋式斬波器中開關(guān)管V1~V4的工作順序來實(shí)現(xiàn)的,。如果對應(yīng)于市電的正半周讓V1及V4導(dǎo)通,對應(yīng)于市電的負(fù)半周讓V2及V3導(dǎo)通,,是對市電電壓進(jìn)行正補(bǔ)償,,如圖2中的虛線路徑所示。對應(yīng)于市電正半周讓V2及V3導(dǎo)通,,對應(yīng)于市電負(fù)半周V1及V4導(dǎo)通,,就是對市電電壓進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償,如圖2中點(diǎn)劃線路徑所示,。

    采用圖2所示主電路對市電電壓波動進(jìn)行補(bǔ)償?shù)年P(guān)鍵有兩點(diǎn):一是EPWM,;二是電容Cd的值要小到不影響整流電壓ucd的變化,即使Cd小到不再具有直流濾波功能,。

2    EPWM調(diào)制及正弦斬波電壓的生成

    圖1所示交流穩(wěn)壓電路的EPWM,,與正弦斬波電壓的生成如圖3所示。其中圖3(a)為整流器VD1~VD4的交流輸入電壓波形,,圖3(b)為直流電容Cd上的電壓波形,,圖3(c)為EPWM,圖3(d)為EPWM產(chǎn)生的橋式斬波器中開關(guān)管V1~V4的觸發(fā)脈沖波形,圖3(e)即為EPWM正弦斬波電壓波形,,圖3(f)為Tr初級補(bǔ)償電壓波形,。

    EPWM是由P.D.Parkh,S.R.Paradla于1983年首先提出來的,。其原理是采用用直流形式表示的誤差電壓ΔU與三角波電壓uc進(jìn)行比較如圖3(c)所示,,在直流誤差電壓ΔU大于三角波電壓的部分產(chǎn)生出等脈寬調(diào)制脈沖,如圖3(d)所示,。用圖3(d)的等脈寬調(diào)制脈沖去觸發(fā)橋式斬波器中相應(yīng)的開關(guān)管V1~V4,,就可以在橋式斬波器的兩橋臂中點(diǎn)a和b之間產(chǎn)生出EPWM正弦斬波電壓波形,如圖3(e)所示,。經(jīng)過濾波器LFCF濾波后,,就可以在變壓器Tr初級得到正弦補(bǔ)償電壓uab1,如圖3(f)所示,。uab1在Tr次級產(chǎn)生補(bǔ)償電壓uco,。當(dāng)對市電電壓進(jìn)行正補(bǔ)償時(shí),補(bǔ)償電壓uco與市電電壓相位相同,;當(dāng)對市電電壓進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償時(shí),,補(bǔ)償電壓uco與市電電壓相位相反。圖3是針對正補(bǔ)償情況畫出來的,,對負(fù)補(bǔ)償也可以畫出相應(yīng)的波形圖,。

    對于圖3(e)所示的EPWM正弦斬波電壓波形,為了使此波形具有半波奇對稱,,和四分之一波偶對稱,,以消除其傅里葉級數(shù)中的余弦項(xiàng)和正弦項(xiàng)中的偶次諧波,使載波比N=fc/f=4k,,即三角波頻率fc為市電頻率f的4整數(shù)倍,。調(diào)制比Mt/TΔU/Ucm,Δt為脈沖寬度,,TΔ=1/fc為三角波周期,、Ucm為三角波幅值,如圖3(e)所示,??芍?i>M=Δt/TΔ就是EPWM正弦斬波電壓波形的占空比D,,即Mt/TΔ=D,。

(a)    整流輸入電壓

(b)    電容Cd上電壓

(c)    EPWM

(d)    斬波開關(guān)驅(qū)動脈沖

(e)    EPWM正弦斬波波形

(f)    補(bǔ)償電壓

圖3    EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的工作波形圖

    載波三角波的方程式為

    uc=i=1,2,3,…(1)

    當(dāng)調(diào)制電平為ΔU時(shí),可求出觸發(fā)脈沖起始點(diǎn)ti和終止點(diǎn)ti+1的方程式,。

    由U,,得到

    ti=ΔU(2)

    由U,,得到

    ti+1=ΔU(3)

    則脈沖寬度為

    Δt=ti+1ti=ΔU(4)

式中:TΔ=2π/N

    各觸發(fā)脈沖的起始角和終止角的數(shù)值為

    α1=(1-D),;α2=(1+D),;α3=(3-D);α4=(3+D),;

    ……

    由圖3(e)可以看出,,EPWM正弦斬波電壓波形是鏡對稱和原點(diǎn)對稱,因此,,在它的傅里葉級數(shù)中將不包含余弦項(xiàng)和正弦項(xiàng)中的偶次諧波,,只包含正弦項(xiàng)中的奇次諧波,即

    f(ωt)=bnsinnωt    n為奇數(shù)(5)

式中:bn=f(ωt)sinnωtd(ω t)

    對于基波,,n=1,。由于被EPWM斬波的波形是正弦波,即f(ω t)=Umsinωt,,所以

    b1====DUm(6)

    對于諧波,,則

    bn=

    當(dāng)n=kN±1,,k=1,,2,3,,……時(shí),,對上式求解得

    bkN±1==-sinkDπ(7)

    當(dāng)nkN±1時(shí),bnkN±1=0,。

    所以EPWM正弦斬波電壓的傅里葉級數(shù)表示式為

    uab=DUmsinωtsinkDπsin(kN±1)ωt(8)

    考慮到Tr的變比ξ:1,,補(bǔ)償電壓uco表示式為

    uco=DsinωtsinkDπsin(kN±1)ωt(9)

    用LFCF濾除高次諧波后得到補(bǔ)償電壓為

    uco=Dsinω t=D(10)

    由式(8)中的諧波幅值sinkDπ可以算出,當(dāng)載波三角波頻率fc=10kHz,,N=200,,D=0.1~0.9時(shí),基波與各次諧波的幅值如表1所列,?;ê透鞔沃C波與調(diào)制比亦即占空比D的關(guān)系曲線如圖4所示??芍狤PWM正弦斬波電壓的諧波頻率與載波比N成正比,,N越大諧波頻率越高,所需的濾波器LFCF的參數(shù)值也越小,。所以,,根據(jù)表1及圖4可以計(jì)算LFCF的值。

表1    基波與各次諧波的幅值(fc=10kHz,,N=200)

諧波

分量

占空比D
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9
b1/Um 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9
b199/Um -0.0984 -0.1871 -0.2575 -0.3027 -0.3183 -0.3027 -0.2575 -0.1871 -0.0984
b201/Um -0.0984 -0.1871 -0.2575 -0.3027 -0.3183 -0.3027 -0.2575 -0.1871 -0.0984
b399/Um -0.0935 -0.1514 -0.1514 -0.0935 0 0.0935 0.1514 0.1514 0.0935
b401/Um -0.0935 -0.1514 -0.1514 -0.0935 0 0.0935 0.1514 0.1514 0.0935
b599/Um -0.0858 -0.1009 -0.0328 0.0624 0.1061 0.0624 -0.0328 -0.1009 -0.0858
b601/Um -0.0858 -0.1009 -0.0328 0.0624 0.1061 0.0624 -0.0328 -0.1009 -0.0858
b799/Um -0.0757 -0.0468 0.0468 0.0757 0 -0.0757 -0.0468 0.0468 0.0757
b801/Um -0.0757 -0.0468 0.0468 0.0757 0 -0.0757 -0.0468 0.0468 0.0757

 

圖4    諧波分量與占空比D的關(guān)系曲線

3    對市電電壓波動的補(bǔ)償與Tr容量

    當(dāng)市電電壓us波動時(shí),,將會引起負(fù)載電壓uL的波動。為了保持uL穩(wěn)定不變,必須用補(bǔ)償電壓uco對市電電壓的波動進(jìn)行補(bǔ)償,。當(dāng)Us>Ur時(shí)須進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償,,使UsUco=UL=Ur;當(dāng)Us<Ur時(shí)須進(jìn)行正補(bǔ)償,,使UsUco=UL=Ur,,所以

    UL=Us±Uco=Ur(11)

正補(bǔ)償時(shí)取正號,負(fù)補(bǔ)償時(shí)取負(fù)號,。

    假定補(bǔ)償變壓器Tr的變比為ξ:1,,橋式斬波器的輸出電壓基波為uab1=DUmsinωt

        Uco=(12)

    將式(12)代入式(11)得

    UL=US±Uab1(13)

    橋式斬波器的基波輸出電壓

    Uab1=DUL(14)

    將式(14)代入式(13)得

    UL=US±UL(15)

    或UL(- +)UL=USUL(1- +)=US

    UL=(16)

    正補(bǔ)償時(shí)取正號,,負(fù)補(bǔ)償時(shí)取負(fù)號,。當(dāng)占空比D=1時(shí),最大正,、負(fù)補(bǔ)償電壓由式(12)得

    Uco,max=(因?yàn)榇藭r(shí)Uab1=DUL=UL),。

    當(dāng)市電電壓的波動范圍為±15%時(shí),最大補(bǔ)償電壓

    Uco,max=0.15UL=(17)

    由于補(bǔ)償變壓器Tr初次級匝比為

    ξ==6.667(18)

    而補(bǔ)償變壓器次級電流,,即市電輸入電流

    IS=(19)

式中:P為市電輸入功率,。

    補(bǔ)償變壓器初級電流,即橋式斬波器輸出電流

    Ich=(20)

    即橋式斬波器的斬波開關(guān)管的額定電流,,只有市電輸入電流IS的1/ξ,。因而補(bǔ)償功率

    Pco=Uab1Ich=DUL=(21)

    當(dāng)US=UL時(shí),D=0,,補(bǔ)償功率Pco,min=0,;當(dāng)Us,min=(1-0.15)UL=0.85UL時(shí),D=1,,則補(bǔ)償功率

    Pco,max==0.176P(22)

    可以根據(jù)Pco,max來選擇補(bǔ)償變壓器Tr的容量,。

4    單相EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源

    單相EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理電路如圖5所示,此電路只是為了說明原理而采用的,。它由5個(gè)部分組成,,即主電路,市電電壓檢測電路,,正,、負(fù)補(bǔ)償控制電路,三角波發(fā)生器電路和正,、負(fù)補(bǔ)償切換觸發(fā)電路,。主電路的組成與工作原理前面已經(jīng)作過了介紹,下面僅對其余4個(gè)部分作一簡單說明,。

4.1    市電電壓檢測電路

    市電電壓的檢測電路,,由兩個(gè)相同的變壓器Tr2,、Tr3及二極管VD9~VD12Cd2組成,。市電電壓檢測的采樣點(diǎn)取法,,對穩(wěn)壓精度影響很大。如果采樣點(diǎn)取自輸入端,,檢測市電輸入電壓,,對補(bǔ)償電壓的穩(wěn)定性是有利的,但不能補(bǔ)償因變壓器Tr1次級漏抗及濾波電感LF電抗引起的電壓降,,補(bǔ)償精度差,;如果采樣點(diǎn)取自輸出端,檢測輸出負(fù)載電壓,,這樣可以對Tr1次級漏抗及LF電抗引起的電壓降進(jìn)行補(bǔ)償,,但補(bǔ)償后由于UL=Ur就不能繼續(xù)保持Tr1次級補(bǔ)償電壓uco的存在,出現(xiàn)補(bǔ)償不穩(wěn)定現(xiàn)象,;如果像多個(gè)補(bǔ)償變壓器無觸點(diǎn)補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源那樣,,采樣點(diǎn)取自輸入端與輸出端,對市電輸入電壓與負(fù)載電壓同時(shí)檢測,,然后將它們相加并除以2,,即,當(dāng)IS≠0時(shí),,如果令Tr1次級漏抗XTLF電抗XL之和XTXL=X,,則USXIS=UL,所以==US,。由此可知這種檢測法雖然可以對因X而造成的電壓降進(jìn)行補(bǔ)償,也不會出現(xiàn)補(bǔ)償不穩(wěn)定現(xiàn)象,,但只能補(bǔ)償一半的XIS,,還有一半XIS不能進(jìn)行補(bǔ)償。比較好的檢測法是采樣點(diǎn)取自輸入端,,檢測市電輸入電壓US及檢測X上的電壓降XIS,,用USXIS作為檢測到的電壓。這樣,,既能保證補(bǔ)償電壓的穩(wěn)定性,,也能使補(bǔ)償?shù)木忍岣摺D5所示的單相穩(wěn)壓電路,,就是采用了這種電壓檢測電路,。

    串聯(lián)補(bǔ)償變壓器的次級漏電抗XT,一般為Tr1容量的(3~5)%,。而Tr1的容量與市電電壓的波動范圍有關(guān),,當(dāng)市電電壓波動范圍為±15%時(shí),,Tr1的容量僅為穩(wěn)壓電源標(biāo)稱容量的17.6%。所以,,補(bǔ)償變壓器Tr1折算到負(fù)載額定電壓Ur的次級漏抗壓降標(biāo)么值為

    XTIS=(0.03~0.05)×0.176=0.00528~0.0088

    XTIS的值很小,,可以認(rèn)為XTIS≈0,此時(shí)只需對LF電抗XL引起的電壓降進(jìn)行補(bǔ)償就可以了,。在圖5中,,變壓器Tr2檢測的是市電輸入電壓US,變壓器Tr3檢測的是LF上的電壓降,,用Tr2及Tr3的次級電壓相減后再進(jìn)行整流,,就可以得到反映USXLIS數(shù)值的直流電壓USL

4.2    對市電電壓波動進(jìn)行正負(fù)補(bǔ)償?shù)目刂齐娐?

    對市電電壓波動進(jìn)行正,、負(fù)補(bǔ)償?shù)目刂齐娐?,由圖5中比較器U1、U2,,比例放大器PI1,、PI2,及EPWM比較器U3,、U4,,和基準(zhǔn)電壓給定電路R3R5組成。它分成上下兩個(gè)支路,,上支路由U1,、PI1、U3組成,,用于對市電電壓的負(fù)波動進(jìn)行正補(bǔ)償控制,;下支路由U2、PI2,、U4組成,,用于對市電電壓的正波動進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償控制。與此相應(yīng)基準(zhǔn)電壓給定電路也給出了兩個(gè)基準(zhǔn)電壓給定值Ur1Ur2,。Ur1對應(yīng)于市電電壓的218V,;Ur2對應(yīng)于市電電壓的222V。當(dāng)市電電壓US<218V時(shí)上支路工作,,下支路不工作,,USLUr1在U1中進(jìn)行比較,產(chǎn)生出正誤差電壓+ΔU,,+ΔU經(jīng)過PI1放大后與三角波uc在U3中進(jìn)行比較,,產(chǎn)生出使橋式斬波器對市電電壓進(jìn)行正補(bǔ)償?shù)目刂啤.?dāng)市電電壓US>222V時(shí)下支路工作,,上支路不工作,,USLUr2在U2中進(jìn)行比較,,產(chǎn)生出正誤差電壓+ΔU,+ΔU經(jīng)過PI2放大后與三角波uc在U4中進(jìn)行比較,,產(chǎn)生出使橋式斬波器對市電電壓進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償?shù)目刂?。基?zhǔn)電壓給定電路給出兩個(gè)基準(zhǔn)電壓(Ur1=218V與Ur2=222V)的目的,,是為了當(dāng)市電電壓US在218V~222V之間時(shí)不使穩(wěn)壓電源工作,,以避免市電電壓US在(220±2)V區(qū)間內(nèi)穩(wěn)壓電源產(chǎn)生正負(fù)補(bǔ)償振蕩,使輸出電壓不穩(wěn)定,,這一點(diǎn)在圖1中沒有表明,。這里需要指出的一點(diǎn)是,圖5中運(yùn)放PI1和PI2的放大倍數(shù),,與補(bǔ)償變壓器Tr1的初次級變比ξ1:1,、檢測變壓器Tr2、Tr3(兩個(gè)變壓器完全相同)的初次級變比ξ2:1,、三角波的電壓幅值Ucm及市電電壓的幅值Um有關(guān),。PI1及PI2的放大倍數(shù)

    K≥ξ1×ξ2×

    當(dāng)Tr1、Tr2,、Tr3的變比相同時(shí),,Kξ12

圖5    單相EPWM斬波式穩(wěn)壓電源的原理電路

4.3    三角波發(fā)生器電路

    三角波發(fā)生器電路由一個(gè)方波電壓發(fā)生器(U7)和一個(gè)積分器(U8)組成,如圖5中U7及U8所示,,這種電路在UPS中是常用的,。三角波頻率與方波電壓發(fā)生器的頻率相同,當(dāng)方波電壓發(fā)生器中的電阻R8=0.86R9時(shí),,三角波頻率fc

4.4    狀態(tài)切換觸發(fā)電路

    狀態(tài)切換與觸發(fā)電路如圖5下部電路所示,。它是由脈沖變壓器Tr4、Tr5,、Tr6,、Tr7及其下面的兩個(gè)三極管組成的。圖中U9,、U10是將市電電壓變換成與其相對應(yīng)的正、負(fù)半周方波電壓,。U9得到與us正半周相對應(yīng)的方波電壓,,U10得到與us負(fù)半周相對應(yīng)的方波電壓。電路的切換采用的是三極管與門的工作原理,,觸發(fā)電路采用的是脈沖變壓器輸出形式,,當(dāng)然也可以采用光耦的輸出形式。切換電路有兩組輸入信號,,每組兩個(gè)輸入信號,,即正補(bǔ)償與負(fù)補(bǔ)償,,正半周方波與負(fù)半周方波。因此,,應(yīng)有4組觸發(fā)電路,,即由Tr4、V5,、V6組成的正補(bǔ)償正半周觸發(fā)電路,;由Tr6、V9,、V10組成的正補(bǔ)償負(fù)半周觸發(fā)電路,;由Tr7、V11,、V12組成的負(fù)補(bǔ)償正半周觸發(fā)電路和由Tr5,、V7、V8組成的負(fù)補(bǔ)償負(fù)半觸發(fā)電路,。每一種觸發(fā)電路,,只有當(dāng)脈沖變壓器下面的二個(gè)三極管同時(shí)導(dǎo)通時(shí)才能輸出觸發(fā)脈沖。脈沖變壓器下面的兩個(gè)三極管,,其中一個(gè)受正負(fù)補(bǔ)償信號的控制,,另一個(gè)受正負(fù)半周方波電壓的控制。因此,,四種觸發(fā)電路對應(yīng)于市電電壓的每半個(gè)周期中,,只有一種觸發(fā)電路輸出觸發(fā)脈沖,其它3種觸發(fā)電路不工作,。由于正負(fù)方波電壓的加入,,4種觸發(fā)電路之間每半個(gè)周期轉(zhuǎn)換一次,而且轉(zhuǎn)換是在市電電壓過零時(shí)進(jìn)行,。因此,,觸發(fā)電路的切換不會對輸出產(chǎn)生沖擊。

4.5    穩(wěn)壓補(bǔ)償過程

    空載時(shí)假定US<Ur,,則正補(bǔ)償控制電路工作,,并使V6、V10導(dǎo)通,。在市電電壓正半周,,U9使V5、V11導(dǎo)通,。由于V5,、V6導(dǎo)通,Tr4輸出觸發(fā)脈沖,,使斬波橋中V1,、V4導(dǎo)通,。在市電電壓負(fù)半周,U10使V7,、V9導(dǎo)通,,由于V9、V10導(dǎo)通,,Tr6輸出觸發(fā)脈沖,,使斬波橋中V2、V3導(dǎo)通,,對市電電壓進(jìn)行正補(bǔ)償,。補(bǔ)償電壓Uco的大小,與Ur1USLU的大小成比例,。如果此時(shí)加載,,IS≠0,則Tr3檢測的電壓降XIS使US減小,,因而ΔU增大,,補(bǔ)償電壓Uco也相繼增大,以達(dá)到USUco=UL=Ur的補(bǔ)償目的,。

    當(dāng)US>Ur時(shí),,穩(wěn)壓補(bǔ)償過程與US<Ur時(shí)相似,不再重復(fù),。

5    三相EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源

    三相EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源,,可以用三個(gè)如圖5所示的單相電路組成。由于三相是各自獨(dú)立地進(jìn)行穩(wěn)壓補(bǔ)償控制,,所以,,還可以對市電輸入電壓的不對稱度進(jìn)行補(bǔ)償。

6    結(jié)語

    按照上述原理制成了一臺2.5kVA樣機(jī),,當(dāng)輸入電壓變化范圍為±15%時(shí),,輸出電壓的變化<±1%,諧波含量<2.3%,。

    這種穩(wěn)壓電源的特點(diǎn)是體積小,、重量輕、穩(wěn)壓精度高,、反應(yīng)速度快,、是無級補(bǔ)償、電路簡單,。當(dāng)市電電壓在218~222V時(shí),穩(wěn)壓電源不工作,,不耗電,,電源損耗小,,效率高。但只能補(bǔ)償市電電壓的大小變化,,不能補(bǔ)償諧波,。

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