摘 要： 給出了一種基于ti" title="ti">title="TMS320C30" title="TMS320C30">TMS320C30">TMS320C30的磁懸浮軸承不平衡補償方案,。利用鎖相環(huán)路實時跟蹤轉速，產(chǎn)生與轉速同頻的正弦信號,，對不平衡位移信號進行自適應濾波,，在很大的轉速范圍內實現(xiàn)了跟蹤補償。該方法簡單,、易于實現(xiàn),，試驗結果表明了其有效性。
關鍵詞： 電磁軸承 鎖相倍頻器 振動控制 不平衡補償
旋轉機械由于轉子的質量不平衡會引起系統(tǒng)強烈的振動,。由主動磁懸浮軸承支承的轉子系統(tǒng),，由于電磁力與控制電流和位移具有非線性關系，當轉速達到一定程度時,，不平衡振動的幅值將超過氣隙,，轉子發(fā)生碰摩，使系統(tǒng)失控,。該失控轉速遠低于系統(tǒng)的臨界轉速[1],。因此，磁懸浮軸承系統(tǒng)的不平衡補償顯得尤為重要。
眾所周知,，陷波器是消除正弦干擾的常用方法,，早期的不平衡補償就是在已知轉速的情況下在系統(tǒng)的閉環(huán)回路中插入一中心頻率為轉速的陷波器[2]，但卻存在穩(wěn)定性差的問題[3],。Raoul等[4]提出了一種不平衡位移補償?shù)耐ㄓ孟莶ㄆ鹘Y構,，通過在陷波器中插入T矩陣解決了該問題。本文基于此,，給出了一種利用TMS320C30的實現(xiàn)方案,，該方法對于剛性轉子，可以在很大的轉速范圍內對不平衡位移進行跟蹤補償,。
1 系統(tǒng)方案
文獻[5]中給出了不平衡補償?shù)幕驹?、穩(wěn)定性分析和算法，本文主要介紹相應的硬件實現(xiàn),。如圖1所示,，試驗系統(tǒng)由兩部分組成:
(1) 模擬PID控制的5自由度軸承——轉子系統(tǒng);
(2)基于TMS320C30數(shù)字信號處理器的不平衡補償系統(tǒng)。
TMS320C30的外圍電路主要有多路模擬量I/O通道,、A/D,、D/A、外部擴展RAM,、由PC機總線的數(shù)字接口和鎖相倍頻器構成的同步脈沖發(fā)生器,。DSP" title="DSP">DSP子系統(tǒng)與PC機間的連接如圖2所示。
DSP和PC機間通過雙向數(shù)字接口進行通信,，為了便于大數(shù)據(jù)量的快速傳輸,，擴展RAM同時掛接在DSP總線和PC機的ISA總線上，由總線隔離器隔離,，這樣擴展RAM將在DSP和PC機中映射到不同的內存頁上,。一次數(shù)據(jù)傳輸?shù)倪^程如下:當DSP完成相應的數(shù)據(jù)采集和處理并準備好數(shù)據(jù)時，就向PC機發(fā)出數(shù)據(jù)傳輸請求;PC機響應請求并做好傳輸準備后,，向DSP發(fā)出應答信號,，要求占用總線;DSP響應該請求后掛起系統(tǒng)，然后通知PC機可以占用總線;PC機收到該消息后進行內存換頁,，從RAM中取走數(shù)據(jù),，然后再向DSP發(fā)出重新啟動消息;DSP響應該消息解除掛起，繼續(xù)運行,。
2 補償算法
陷波器結構如圖3所示,，補償算法[5]為:
(1)、(2),、(3)式即為補償?shù)倪f推算法,，y′(t)為輸出的補償信號,，α是采樣周期，φ是初相位,，可取任意值,，為計算簡單，取φ=0,。w的初值可取為：
補償算法用定時器0的中斷服務子程序實現(xiàn),。系統(tǒng)啟動后，首先進行相應的初始化,，然后生產(chǎn)256點的正,、余弦函數(shù)表并初始化地址指針為0。然后設置定時器0為定時工作方式,，時間為采樣周期;設置定時器1為計數(shù)工作方式,，和外部轉速脈沖信號同步，并用其計數(shù)調整地址指針以確定正,、余弦信號的當前值,。最后啟動定時器并開中斷，系統(tǒng)進入與PC機的通信方式,，檢查并接受PC機發(fā)出的各指令，完成相應的操作,。
系統(tǒng)主程序的流程如圖4(a),、定時器0的中斷服務子程序流程如圖4(b)所示。
3 參考正,、余弦信號發(fā)生器
由文獻[4～5]可知,，該自適應陷波器的關鍵是產(chǎn)生與不平衡激勵同頻率的正、余弦參考信號,，并且能在一定的范圍內自動跟蹤轉速的變化,。為此，利用查表法和DSP的定時器實現(xiàn)一個軟信號發(fā)生器,。
首先,，在內存中預先存儲兩張正弦和余弦表(系統(tǒng)啟動時載入)，用一個地址指針指向當前值,，為了保證一定的精度,，取256點。然后,，通過光電傳感器檢測轉速,，每轉產(chǎn)生一個脈沖，經(jīng)鎖相環(huán)16倍頻后作為DSP的外部中斷信號,，每中斷一次,，將地址指針增加16,，從而實現(xiàn)了與外部轉速信號的同步。
由于DSP系統(tǒng)的采樣頻率較高(4kHz),，當轉速較低時,，上述方法得到的正、余弦值誤差較大(因為實際只使用了16個點的值),，因此在用DSP的一個定時器(定時器0)控制采樣時間的同時,，用另一個定時器(定時器1)測量兩次中斷的時間間隔，即轉速周期的1/16,。當定時器0中斷時,，掛起定時器1，計算定時器1中的計數(shù)在T/16中所占的比例,，然后據(jù)此移動指向正,、余弦函數(shù)表的地址指針，這樣就可以較準確地給出當前的正,、余弦值,。
倍頻器由集成鎖相環(huán)和16進制計數(shù)器構成，其中心頻率在100Hz左右,，鎖相范圍可以設計到10~1000Hz,，相應的轉速跟蹤范圍為600～60000轉。電路如圖5所示,。
4 試驗過程及結果
以一個模擬PID控制的五自由度電磁軸承-轉子系統(tǒng)為對象,，對其中的一個徑向軸承進行了不平衡補償，試驗轉速為6030r/min,。
4.1 靈敏度函數(shù)測量
利用上述的軟正,、余弦信號發(fā)生器產(chǎn)生的與轉速同步的正弦信號，通過一個D/A通道饋入某個自由度的控制回路,，同時采集各控制回路的響應,，據(jù)此就可求得系統(tǒng)的靈敏度函數(shù)。測試由DSP和PC機配合完成,，DSP完成相應的激勵和響應信號數(shù)據(jù)采集,，然后將測量數(shù)據(jù)傳輸給PC機，由PC機進行后續(xù)的數(shù)據(jù)處理,。
為了提高統(tǒng)計進度,，試驗中共采集了30組(每組2048點)進行平均，得到該徑向軸承兩個通道的靈敏度函數(shù)為:
4.2 不平衡補償試驗結果
按照測得的靈敏度函數(shù)進行不平衡補償,，試驗結果如圖6所示,。
從圖中可以看出，在系統(tǒng)保持穩(wěn)定的前提下,，不平衡補償取得了相當好的效果,，轉子的同期成分得到了很大的衰減,。
本文給出的利用TMS320C30的電磁軸承不平衡補償方法，對于剛性轉子,，可以在一個很大的轉速范圍內對不平衡位移進行跟蹤補償,，衰減高速轉子同期振動成分;硬件和算法簡單，便于實現(xiàn),。
參考文獻
1 羅 岷. 電磁軸承-轉子系統(tǒng)補平衡補償技術的研究:[碩士學位論文]. 西安:西安交通大學工程與科學研究院,，1999
2 Masujiro H.， Tadao K. Adaptive Filtering for Unbalance Vibration Suppression. Proc. 4th Symp. on Mag-
netic Bearings,， ETH Zurich,， Aug. 1994
3 C.R.Knospe. Stability and Performance of Notch Filter Control for Unbalance Response. Proc. Int. Symp. on
Magnetic Suspension Technology，NASA Langley Research Center,， Aug. 1991
4 Raoul H.,，Conrad G.，Rene L.Unbalance Compensation Using Generalized Notch Filters in the Multivariable
Feedback of Magnetic Bearings. IEEE Trans.on Control Systems Technology,， 1996,；4(5):580~586
5 孫巖樺，羅 岷,，虞 烈.基于自適應陷波器的電磁軸承不平衡補償方法. 振動工程學報,，2000；13(4)：610~615