0 引 言

　　升壓變換器是最常用的一種變換器,，隨著新能源的推廣,，由于太陽能、燃料電池,、蓄電池等輸入源具有輸入電壓較低的特性,，升壓變換器成為不可或缺的關鍵部件。常用的非隔離Boost" title="Boost">Boost升壓變換器,，在高輸出電壓場合,，由于寄生參數(shù)的影響不可能達到很高的輸入輸出電壓比。而另一種升壓電路是隔離升壓電路,，例如正激,、反激電路。隔離升壓電路中必須用到的變壓器通常具有隔離,、變壓的功能,，在那些不需要隔離或體積要求較小的應用場合，通過變壓器升壓就很難滿足要求,，另外變壓器漏感引起的一系列問題,，比如開關電壓過沖，EMI等,，常常對電源本身及周圍設備帶來安全隱患,。

　　為了克服常用升壓變換器在大功率、高輸入輸出變比等場合應用的限制,，本文研究分析了一種新的電路拓撲結構及其工作方式,，并對其進行了仿真驗證。

　　1 工作原理

　　下面分析Boost電路存在的不足,，在理想情況下：

　　M(D)=U0Uin= 11-D(1)根據(jù)式(1),，在一定的輸入電壓下，理論上可以產生任意高于輸入電壓的輸出電壓。而實際情況中,，由于電感,、二極管、開關管都會產生一定的損耗,，這些損耗可以等效為一個與電感串聯(lián)的電阻RL，如圖1所示：

圖1 Boost等效電路圖

　　此時根據(jù)磁平衡原理：

　　由式(2),、(3)可得：

　　根據(jù)式(4),，在不同的RL/R 情況下，M(D)如圖2所示,。由此可見,，在實際電路中，Boost電路升壓比有限制極限,，輸出電壓一般能達到輸入電壓的4～5倍,。在大功率應用環(huán)境中，由于損耗嚴重,，升壓比反而更低,。

　　為了克服上述非隔離升壓電路的不足，本文研究的升壓變換器如圖3所示,，它由交錯并聯(lián)Boost電路與電容串聯(lián)組合而成,。

占空比" title="占空比">占空比關系曲線圖" border="0" height="266" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20110423/257ad1f8-944f-42d4-8e7e-ecdf1d95472c.jpg" style="FILTER: ; WIDTH: 331px; HEIGHT: 266px" width="331" />

圖2 升壓比與占空比關系曲線圖

圖3 高升壓比交錯并聯(lián)Boost電路結構圖

　　在電感電流連續(xù)模式下，當占空比大于0,。5時,，系統(tǒng)工作原理時序如圖4所示，PS1,、PS2分別為開關管S1,、S2的驅動脈沖。ID1,、ID2分別為流過續(xù)流二極管D1,、D2的電流。

波形圖" title="波形圖">波形圖" border="0" height="897" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20110423/4e262d73-4948-4834-aae9-4385ffb10864.jpg" style="FILTER: ; WIDTH: 384px; HEIGHT: 897px" width="384" />

圖4 系統(tǒng)工作波形圖

　　在一個周期內系統(tǒng)工作狀態(tài)如下：

　　[t0～t1]階段,，S1,、S2同時導通" title="導通">導通。輸入電流流過電感與開關管,，所有的二極管電流為零,，電感儲存能量，如圖5所示,。

圖5 [t0～t1]階段電路工作圖

　　[t1～t2]階段,，S1導通、S2關斷" title="關斷">關斷,。電感L2儲存的能量通過D4,、D2釋放給C1,、Co，如圖6所示,。此時C1,、C2通過D4串聯(lián)，同時與Co通過D2并聯(lián),，輸出電壓等于C1或C2兩端電壓的兩倍,。

圖6　[t1～t2]階段電路工作圖

　　[t2～t3]階段，S1,、S2同時導通,。系統(tǒng)狀態(tài)與[t0～t1]階段相同。

　　[t3～t4]階段,，S1關斷,、S2導通。電感L1儲存的能量通過D3,、D1釋放給C2,、Co，如圖7所示,。此時C1,、C2通過D3串聯(lián)，同時與Co通過D1并聯(lián),，L2繼續(xù)導通并儲存能量,。

圖7 [t3～t4]階段電路工作圖

　　在電感電流連續(xù)模式下，占空比大于0,。5時,，設L1=L2=L，C1=C2=C,，UC1=UC2=U,，由磁鏈守恒得：

　　根據(jù)式(5)可得：

　　輸出電壓U0等于UC1與UC2之和：

　　由式(7)可見，在相同占空比的條件下,，采用本文所述電路結構的升壓比比采用傳統(tǒng)Boost電路的升壓比提高了兩倍,。

　　在電感電流連續(xù)模式下，占空比小于0,。5時,，開關管S1、S2的驅動脈沖如圖8所示,。

圖8 占空比小于0.5時，開關管S1,、S2的驅動脈沖

　　在一個周期內系統(tǒng)的工作狀態(tài)如下：

　　[t0～t1]階段,，開關管S1導通S2關斷。電感L2儲存的能量通過D4,、D2釋放給C1,、C0，這時電路工作狀態(tài)與圖6所示相同,，且C1,、C2通過D4串聯(lián)，同時與Co通過D2并聯(lián),，輸出電壓等于C1或C2兩端電壓的兩倍,。

　　[t1～t2]階段,，開關管S1,、S2同時關斷。電感電流分別通過C1,、D1與C2,、D2向負載放電，如圖9所示,。

圖9 S1、S2同時關斷時工作原理圖

　　[t2～t3]階段,，S1關斷,、S2導通。電感L1儲存的能量通過D3,、D1釋放給C2,、Co，這時電路工作狀態(tài)與圖7所示相同,，且C1,、C2通過D3串聯(lián)，同時與Co通過D1并聯(lián),，電感L2繼續(xù)導通并儲存能量,。

　　[t3～t4]階段，開關管S1,、S2同時關斷,，系統(tǒng)狀態(tài)與[t1～t2]階段相同。

　　在電感電流連續(xù)模式下,，占空比小于0.5時,，設L1=L2=L，C1=C2=C，UC1=UC2=U,，UCo=Uo,，根據(jù)以上狀態(tài)分析，在[t0～t1]時間段內,，電感L1兩端電壓為Uin,，在[t2～t3]時間段內，電感L1兩端電壓為UC2-Uin,，在[t3～t4]與[t2～t3]時間段內,，電感L1兩端電壓為UCo-UC1-Uin，由磁鏈守恒得：

　　根據(jù)式(8),、(9)可得：

　　輸出電壓Uo為UC1與UC2之和：

　　因此,，在電感電流連續(xù)的狀態(tài)下，無論占空比大于還是小于0.5,，輸出電壓與輸入電壓關系都滿足式(11),。

　　2 仿真驗證

　　為了分析驗證上述電路的工作原理，本文選用PSIM 軟件進行仿真,。電路參數(shù)選擇如下：Uin=25V,，Uo=200 V，L1=L2=200μH,，C1=C2=Co=200μF,，開關頻率為50 kHz，輸出功率為1 000 W,。電感,、電容的參數(shù)大小由式(12)、(13),、(14)確定,。

　　式中，ΔlL1為電感L1的電流紋波,。

　　式中,，ΔUC1為電容C1的電壓紋波，Iin為輸入電流,。

　　ΔUo為輸出電壓的紋波,。

　　下文的仿真實驗驗證了本文所分析的電路工作原理。圖10所示為穩(wěn)態(tài)下開關管S1,、S2的驅動波形,，從圖中可以看出占空比為0.75，輸入電壓與輸出電壓的關系為：

圖10

　　圖11,、12所示為開關管電流IS1,、IS2與二極管電流ID3,、ID4的波形圖。由圖可見仿真波形與圖4所示的開關管,、二極管理論分析波形一致,，驗證了理論分析的正確性。圖13,、圖14為輸入電感L1,、L2和輸出電壓Uo波形圖。由公式(12),、(14)可得,，理論電感電流、輸出電壓紋波分別為1.875 A,、0.125 V,。

圖11　開關管S1、S2電流波形圖      圖12 二極管D3,、D4電流波形圖

圖13　電感L1,、L3電流波形圖                  圖14　輸出電壓波形圖

　　3 結 論

　　本文詳細分析了非隔離Boost電路的升壓比受到限制的原因，研究了一種高升壓比交錯并聯(lián)Boost電路拓撲結構,。此電路結構可以在不采用變壓器的條件下,，有效地提高輸入輸出電壓比,。文中主要對電路的工作過程和其主要參數(shù)進行了分析研究,，并由仿真實驗對其進行了驗證。通過分析可知,，采用該電路結構比采用普通Boost電路,，升壓比提高了2倍，極大地擴大了非隔離式Boost電路的應用范圍,。