0 引 言

　　升壓變換器是最常用的一種變換器,，隨著新能源的推廣，由于太陽能,、燃料電池,、蓄電池等輸入源具有輸入電壓較低的特性，升壓變換器成為不可或缺的關(guān)鍵部件,。常用的非隔離Boost" title="Boost">Boost升壓變換器,，在高輸出電壓場合，由于寄生參數(shù)的影響不可能達到很高的輸入輸出電壓比,。而另一種升壓電路是隔離升壓電路,，例如正激、反激電路,。隔離升壓電路中必須用到的變壓器通常具有隔離,、變壓的功能，在那些不需要隔離或體積要求較小的應(yīng)用場合,，通過變壓器升壓就很難滿足要求,，另外變壓器漏感引起的一系列問題，比如開關(guān)電壓過沖,，EMI等,，常常對電源本身及周圍設(shè)備帶來安全隱患。

　　為了克服常用升壓變換器在大功率、高輸入輸出變比等場合應(yīng)用的限制,，本文研究分析了一種新的電路拓撲結(jié)構(gòu)及其工作方式,，并對其進行了仿真驗證。

　　1 工作原理

　　下面分析Boost電路存在的不足,，在理想情況下：

　　M(D)=U0Uin= 11-D(1)根據(jù)式(1),，在一定的輸入電壓下，理論上可以產(chǎn)生任意高于輸入電壓的輸出電壓,。而實際情況中,，由于電感、二極管,、開關(guān)管都會產(chǎn)生一定的損耗,，這些損耗可以等效為一個與電感串聯(lián)的電阻RL，如圖1所示：

圖1 Boost等效電路圖

　　此時根據(jù)磁平衡原理：

　　由式(2),、(3)可得：

　　根據(jù)式(4),，在不同的RL/R 情況下，M(D)如圖2所示,。由此可見,，在實際電路中，Boost電路升壓比有限制極限,，輸出電壓一般能達到輸入電壓的4～5倍,。在大功率應(yīng)用環(huán)境中，由于損耗嚴重,，升壓比反而更低,。

　　為了克服上述非隔離升壓電路的不足，本文研究的升壓變換器如圖3所示,，它由交錯并聯(lián)Boost電路與電容串聯(lián)組合而成,。

占空比" title="占空比">占空比關(guān)系曲線圖" border="0" height="266" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20110423/257ad1f8-944f-42d4-8e7e-ecdf1d95472c.jpg" style="FILTER: ; WIDTH: 331px; HEIGHT: 266px" width="331" />

圖2 升壓比與占空比關(guān)系曲線圖

圖3 高升壓比交錯并聯(lián)Boost電路結(jié)構(gòu)圖

　　在電感電流連續(xù)模式下，當占空比大于0,。5時,，系統(tǒng)工作原理時序如圖4所示，PS1,、PS2分別為開關(guān)管S1,、S2的驅(qū)動脈沖。ID1,、ID2分別為流過續(xù)流二極管D1,、D2的電流。

波形圖" title="波形圖">波形圖" border="0" height="897" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20110423/4e262d73-4948-4834-aae9-4385ffb10864.jpg" style="FILTER: ; WIDTH: 384px; HEIGHT: 897px" width="384" />

圖4 系統(tǒng)工作波形圖

　　在一個周期內(nèi)系統(tǒng)工作狀態(tài)如下：

　　[t0～t1]階段,，S1,、S2同時導(dǎo)通" title="導(dǎo)通">導(dǎo)通,。輸入電流流過電感與開關(guān)管，所有的二極管電流為零,，電感儲存能量,，如圖5所示。

圖5 [t0～t1]階段電路工作圖

　　[t1～t2]階段,，S1導(dǎo)通,、S2關(guān)斷" title="關(guān)斷">關(guān)斷。電感L2儲存的能量通過D4,、D2釋放給C1,、Co，如圖6所示,。此時C1,、C2通過D4串聯(lián)，同時與Co通過D2并聯(lián),，輸出電壓等于C1或C2兩端電壓的兩倍,。

圖6　[t1～t2]階段電路工作圖

　　[t2～t3]階段，S1,、S2同時導(dǎo)通,。系統(tǒng)狀態(tài)與[t0～t1]階段相同。

　　[t3～t4]階段,，S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通,。電感L1儲存的能量通過D3,、D1釋放給C2、Co,，如圖7所示,。此時C1、C2通過D3串聯(lián),，同時與Co通過D1并聯(lián),，L2繼續(xù)導(dǎo)通并儲存能量。

圖7 [t3～t4]階段電路工作圖

　　在電感電流連續(xù)模式下,，占空比大于0,。5時，設(shè)L1=L2=L,，C1=C2=C,，UC1=UC2=U，由磁鏈守恒得：

　　根據(jù)式(5)可得：

　　輸出電壓U0等于UC1與UC2之和：

　　由式(7)可見,，在相同占空比的條件下,，采用本文所述電路結(jié)構(gòu)的升壓比比采用傳統(tǒng)Boost電路的升壓比提高了兩倍。

　　在電感電流連續(xù)模式下，占空比小于0,。5時,，開關(guān)管S1、S2的驅(qū)動脈沖如圖8所示,。

圖8 占空比小于0.5時,，開關(guān)管S1,、S2的驅(qū)動脈沖

　　在一個周期內(nèi)系統(tǒng)的工作狀態(tài)如下：

　　[t0～t1]階段，開關(guān)管S1導(dǎo)通S2關(guān)斷,。電感L2儲存的能量通過D4,、D2釋放給C1、C0,，這時電路工作狀態(tài)與圖6所示相同,，且C1、C2通過D4串聯(lián),，同時與Co通過D2并聯(lián),，輸出電壓等于C1或C2兩端電壓的兩倍。

　　[t1～t2]階段,，開關(guān)管S1,、S2同時關(guān)斷。電感電流分別通過C1,、D1與C2,、D2向負載放電，如圖9所示,。

圖9 S1、S2同時關(guān)斷時工作原理圖

　　[t2～t3]階段,，S1關(guān)斷,、S2導(dǎo)通。電感L1儲存的能量通過D3,、D1釋放給C2,、Co，這時電路工作狀態(tài)與圖7所示相同,，且C1,、C2通過D3串聯(lián)，同時與Co通過D1并聯(lián),，電感L2繼續(xù)導(dǎo)通并儲存能量,。

　　[t3～t4]階段,，開關(guān)管S1、S2同時關(guān)斷,，系統(tǒng)狀態(tài)與[t1～t2]階段相同,。

　　在電感電流連續(xù)模式下，占空比小于0.5時,，設(shè)L1=L2=L,，C1=C2=C，UC1=UC2=U,，UCo=Uo,，根據(jù)以上狀態(tài)分析，在[t0～t1]時間段內(nèi),，電感L1兩端電壓為Uin,，在[t2～t3]時間段內(nèi)，電感L1兩端電壓為UC2-Uin,，在[t3～t4]與[t2～t3]時間段內(nèi),，電感L1兩端電壓為UCo-UC1-Uin，由磁鏈守恒得：

　　根據(jù)式(8),、(9)可得：

　　輸出電壓Uo為UC1與UC2之和：

　　因此,，在電感電流連續(xù)的狀態(tài)下，無論占空比大于還是小于0.5,，輸出電壓與輸入電壓關(guān)系都滿足式(11),。

　　2 仿真驗證

　　為了分析驗證上述電路的工作原理，本文選用PSIM 軟件進行仿真,。電路參數(shù)選擇如下：Uin=25V,，Uo=200 V，L1=L2=200μH,，C1=C2=Co=200μF，開關(guān)頻率為50 kHz,，輸出功率為1 000 W,。電感、電容的參數(shù)大小由式(12),、(13),、(14)確定。

　　式中,，ΔlL1為電感L1的電流紋波,。

　　式中，ΔUC1為電容C1的電壓紋波,，Iin為輸入電流,。

　　ΔUo為輸出電壓的紋波,。

　　下文的仿真實驗驗證了本文所分析的電路工作原理。圖10所示為穩(wěn)態(tài)下開關(guān)管S1,、S2的驅(qū)動波形,，從圖中可以看出占空比為0.75，輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系為：

圖10

　　圖11,、12所示為開關(guān)管電流IS1,、IS2與二極管電流ID3、ID4的波形圖,。由圖可見仿真波形與圖4所示的開關(guān)管,、二極管理論分析波形一致，驗證了理論分析的正確性,。圖13,、圖14為輸入電感L1、L2和輸出電壓Uo波形圖,。由公式(12),、(14)可得，理論電感電流,、輸出電壓紋波分別為1.875 A,、0.125 V。

圖11　開關(guān)管S1,、S2電流波形圖      圖12 二極管D3,、D4電流波形圖

圖13　電感L1、L3電流波形圖                  圖14　輸出電壓波形圖

　　3 結(jié) 論

　　本文詳細分析了非隔離Boost電路的升壓比受到限制的原因,，研究了一種高升壓比交錯并聯(lián)Boost電路拓撲結(jié)構(gòu),。此電路結(jié)構(gòu)可以在不采用變壓器的條件下，有效地提高輸入輸出電壓比,。文中主要對電路的工作過程和其主要參數(shù)進行了分析研究,，并由仿真實驗對其進行了驗證。通過分析可知,，采用該電路結(jié)構(gòu)比采用普通Boost電路,，升壓比提高了2倍，極大地擴大了非隔離式Boost電路的應(yīng)用范圍,。