由于對逆變器高頻化的追求,，硬開關(guān)所固有的缺陷變得不可容忍：開通和關(guān)斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復(fù)問題;感性關(guān)斷問題;硬開關(guān)電路的EMI問題,。因此，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關(guān)帶來的各種問題,。軟開關(guān)技術(shù)是克服以上缺陷的有效辦法,。最理想的軟開通過程是：電壓先下降到零后，電流再緩慢上升到通態(tài)值,，開通損耗近似為零,。因功率管開通前電壓已下降到零，其結(jié)電容上的電壓即為零,，故解決了容性開通問題,，同時也意味著二極管已經(jīng)截止，其反向恢復(fù)過程結(jié)束,，因此二極管的反向恢復(fù)問題亦不復(fù)存在,。最理想的軟關(guān)斷過程為：電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值,，所以關(guān)斷損耗近似為零,。由于功率管關(guān)斷前電流已下降到零，即線路電感中電流亦為零,，所以感性關(guān)斷問題得以解決。
基于此,，本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的,，HPWM控制方式的ZVS軟開關(guān)技術(shù)，如圖1所示,。其出發(fā)點是在盡量不改變硬開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),，即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下，有效利用現(xiàn)有電路元器件及功率管的寄生參數(shù),，為逆變橋主功率管創(chuàng)造ZVS軟開關(guān)條件,，最大限度地實現(xiàn)ZVS，從而達(dá)到減少損耗,，降低EMI,，提高可靠性的目的。
圖1 HPWM控制方式
2 HPWM控制方式下實現(xiàn)ZVS的工作原理
考慮到MOS管輸出結(jié)電容值的離散性及非線性,，每只MOS管并聯(lián)一小電容,，吸收其結(jié)電容在內(nèi)等效為C1－C4,，且C1=C2=C3=C4=Ceff；D1－D4為MOS管的體二極管,，則HPWM軟開關(guān)方式在整個輸出電壓的一個周期內(nèi)共有12種開關(guān)狀態(tài),。基于正負(fù)半周兩個橋臂工作的對稱性,，以輸出電壓正半周為例,，其等效電路模式如圖2所示。圖3給出了輸出電壓正半周的一個開關(guān)周期內(nèi)的電路的主要波形,，此時S4常通,，S2關(guān)斷。由于載波頻率遠(yuǎn)大于輸出電壓基波頻率,，在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)近似認(rèn)為輸出電壓Uo保持不變,，電感電流的相鄰開關(guān)周期的瞬時極值不變。
(a)模式A (b)模式A1 (c)模式B
(d)模式 B1(e)模式C (f)模式C1
圖2 HPWM軟開關(guān)方式工作狀態(tài)及電路模式
圖3 ZVS方式主要波形
1）模式A[t0,，t1] S1和S4導(dǎo)通,，電路為＋1態(tài)輸出模式，濾波電感電流線性增加,，直到t1時刻S1關(guān)斷為止,。電感電流：
iL(t)=
（1）
2）模式A1[t1，t2] 在t1時刻,，S1關(guān)斷,，電感電流從S1中轉(zhuǎn)移到C1和C3支路，給C1充電,，同時C3放電,。由于C1、C3的存在,，S1為零電壓關(guān)斷,。在此很短的時間內(nèi)，可以認(rèn)為電感電流近似不變,，為一恒流源,，則C1兩端電壓線性上升，C3兩端電壓線性下降,。t2時刻,，C3電壓下降到零，S3的體二極管D3自然導(dǎo)通,，結(jié)束電路模式A1,。
I1=iL(t1)（2）
uc1(t)=
t2（3）
uc3(t)=Ud－t（4）
3）模式B[t2，t3] D3導(dǎo)通后，開通S3,，所以S3為零電壓開通,。電流由D3向S3轉(zhuǎn)移，此時S3工作于同步整流狀態(tài),，電流基本上由S3流過,，電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài)，電感電流線性減小,，直到t3時刻,，減小到零。此期間要保證S3實現(xiàn)ZVS,，則S1關(guān)斷和S3開通之間需要死區(qū)時間tdead1,。
iL(t)=I1－
t（5）
tdead1>
（6）
4）模式B1[t3，t4] 此時加在濾波電感Lf上的電壓為－Uo,，則其電流開始由零向負(fù)向增加,，電路處于零態(tài)儲能狀態(tài)，S3中的電流也相應(yīng)由零正向增加,，到t4時刻S3關(guān)斷,，結(jié)束該模式。電感電流：
iL(t)=－t（7）
5）模式C[t4,，t5] 與模式A1近似,，S3關(guān)斷，C3充電,，C1放電,，同理S3為零電壓關(guān)斷。
－I0=iL(t4)（8）
uc3(t)=
t（9）
uc1(t)=Ud－t（10）
t5時刻,，C1的電壓降到零,，其體二極管D1自然導(dǎo)通，進(jìn)入下一電路模式,。
6）模式C1[t5,，t6] D1導(dǎo)通后，開通S1,，則S1為零電壓開通。電流由D1向S1轉(zhuǎn)移,，S1工作于同步整流狀態(tài),，電路處于＋1態(tài)回饋模式，電感電流負(fù)向減小,，直到零,，之后輸入電壓正向輸出給電感儲能，回到初始模式A，開始下一開關(guān)周期,。此期間電感電流：
iL(t)=－I0＋（11）
同理,，要保證S1零電壓開通，則S3關(guān)斷和S1開通之間需要死區(qū)時間tdead2,，類似式(6),，有
tdead2>
（12）
多數(shù)情況下，有I1>I0,，因而一般需tdead2>tdead1,。3 ZVS實現(xiàn)的條件及范圍
從以上的工作模式分析可知，由于電容C1及C3的存在,，S1及S3容易實現(xiàn)ZVS關(guān)斷,；要實現(xiàn)功率管的零電壓開通，必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯(lián)電容上所儲存的電荷,，即
LfiL2>CeffUd2＋CeffUd2=CeffUd2（13）
在上面的分析中,，下管總是容易實現(xiàn)ZVS開通，因為其開通時刻總是在電感電流的瞬時最大值的時刻,，即使輕載時電感儲存的能量也可以保證其實現(xiàn)零電壓開通,；對于上管來說，則必須在零態(tài)續(xù)流模式中電感電流瞬時值由正變負(fù),，達(dá)到一定負(fù)向值,，才能保證在下管關(guān)斷時該電流可以使上管等效并聯(lián)電容放電，從而實現(xiàn)其零電壓開通,。此種情況實際為在輸出半個周期中,，電感電流與輸出電壓同向，即uo>0,，iL>0的情況,；當(dāng)二者反向即iL<0時，則上下管的情況正好互換,，上管容易實現(xiàn)ZVS開通,，而下管實現(xiàn)ZVS的條件則同樣在零態(tài)續(xù)流模式中要保證電感電流瞬時值反向。對輸出電壓負(fù)半周,，上下管實現(xiàn)ZVS的情況與正半周相同,。
濾波電感的取值直接影響ZVS實現(xiàn)的范圍，也影響到電路的效率,?？紤]到輸出電壓半個周期內(nèi)電路可以等效為一Buck變換器，由此得濾波電感的最大值需滿足Lfmax≤
,。電感值大,，電感電流瞬時值變化范圍小,，ZVS實現(xiàn)的范圍減小，也就是說在較大負(fù)載情況下,，在半波電感電流峰值附近上管難以實現(xiàn)ZVS開通,，從而仍然有較大的開通損耗；電感取值減小,，其電流瞬時值脈動變大,，則ZVS實現(xiàn)的范圍加大，開通損耗可以減小,，但此時由于整個輸出周期內(nèi)電感上的瞬時電流的高頻脈動很大,，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加。所以,，電感的取值,、ZVS實現(xiàn)的范圍及電路的效率之間需根據(jù)具體情況適當(dāng)折衷。
在實際應(yīng)用中須做以下說明,。
1）如考慮逆變器負(fù)載功率因數(shù)較大的情況,，則uo，iL在整個周期大部分時間內(nèi)為同向,，即有tdead2>tdead1成立,。為充分保證上管軟開關(guān)的實現(xiàn)，則可以考慮在下管驅(qū)動附加加速關(guān)斷措施,，如采用電阻二極管網(wǎng)絡(luò),，以適當(dāng)增加下管關(guān)斷到上管開通之間的死區(qū)時間。
2）由上述可知,，由于要保證ZVS的實現(xiàn),，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動，因而電感的磁芯損耗比較大,，實際應(yīng)用須選用電阻率高,、高頻損耗小的磁芯材料。
3）同理,，由于ZVS實現(xiàn)的范圍與電感磁芯損耗的矛盾,，在負(fù)載范圍較大的情況下，很難折衷得到較好的效果,，因此該方式只適用于較小功率的應(yīng)用場合,，而應(yīng)用于較大功率場合時，則可以考慮用相同功率的模塊并聯(lián),。
4 實驗波形和結(jié)語
圖4是上下功率管在實現(xiàn)ZVS時的驅(qū)動電壓與相應(yīng)漏源電壓波形,。由圖4可以看出，上下管均很好地實現(xiàn)了零電壓開關(guān),。
(a)上管
(b)下管
圖4 逆變器功率管驅(qū)動（上曲線）與漏源電壓（下曲線）
圖5是空載輸出電壓與電感電流,。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流?？蛰d時由于電感上的電流在半個周期內(nèi)均可以過零,，因而此時功率管可以較好地實現(xiàn)軟開關(guān)；而滿載時電感電流瞬時值過零的范圍明顯減少,，此時上很難實現(xiàn)軟開通,。要進(jìn)一步確定電感取值與負(fù)載、ZVS實現(xiàn)的范圍以及電路效率之間的關(guān)系除了理論分析外,，也還需要進(jìn)行大量的實驗,。圖7為逆變器的效率曲線，阻性滿載的輸出效率約為92％,。
圖5 空載輸出電壓與電感電流
圖6 阻性滿載輸出電壓及電感電流
圖7 逆變器的效率由于對逆變器高頻化的追求,，硬開關(guān)所固有的缺陷變得不可容忍：開通和關(guān)斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復(fù)問題;感性關(guān)斷問題;硬開關(guān)電路的EMI問題。因此,，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關(guān)帶來的各種問題,。軟開關(guān)技術(shù)是克服以上缺陷的有效辦法。最理想的軟開通過程是：電壓先下降到零后,，電流再緩慢上升到通態(tài)值,，開通損耗近似為零。因功率管開通前電壓已下降到零,，其結(jié)電容上的電壓即為零,，故解決了容性開通問題，同時也意味著二極管已經(jīng)截止,，其反向恢復(fù)過程結(jié)束,，因此二極管的反向恢復(fù)問題亦不復(fù)存在。最理想的軟關(guān)斷過程為：電流先下降到零,，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值,，所以關(guān)斷損耗近似為零。由于功率管關(guān)斷前電流已下降到零,，即線路電感中電流亦為零,，所以感性關(guān)斷問題得以解決。
基于此,，本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的,，HPWM控制方式的ZVS軟開關(guān)技術(shù)，如圖1所示,。其出發(fā)點是在盡量不改變硬開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),，即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下，有效利用現(xiàn)有電路元器件及功率管的寄生參數(shù),，為逆變橋主功率管創(chuàng)造ZVS軟開關(guān)條件,，最大限度地實現(xiàn)ZVS,，從而達(dá)到減少損耗，降低EMI,，提高可靠性的目的,。
圖1 HPWM控制方式
2 HPWM控制方式下實現(xiàn)ZVS的工作原理
考慮到MOS管輸出結(jié)電容值的離散性及非線性，每只MOS管并聯(lián)一小電容,，吸收其結(jié)電容在內(nèi)等效為C1－C4,，且C1=C2=C3=C4=Ceff；D1－D4為MOS管的體二極管,，則HPWM軟開關(guān)方式在整個輸出電壓的一個周期內(nèi)共有12種開關(guān)狀態(tài),。基于正負(fù)半周兩個橋臂工作的對稱性,，以輸出電壓正半周為例,，其等效電路模式如圖2所示。圖3給出了輸出電壓正半周的一個開關(guān)周期內(nèi)的電路的主要波形,，此時S4常通,，S2關(guān)斷。由于載波頻率遠(yuǎn)大于輸出電壓基波頻率,，在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)近似認(rèn)為輸出電壓Uo保持不變,，電感電流的相鄰開關(guān)周期的瞬時極值不變。
(a)模式A (b)模式A1 (c)模式B
(d)模式 B1(e)模式C (f)模式C1
圖2 HPWM軟開關(guān)方式工作狀態(tài)及電路模式
圖3 ZVS方式主要波形
1）模式A[t0,，t1] S1和S4導(dǎo)通,，電路為＋1態(tài)輸出模式，濾波電感電流線性增加,，直到t1時刻S1關(guān)斷為止,。電感電流：
iL(t)=（1）
2）模式A1[t1，t2] 在t1時刻,，S1關(guān)斷,，電感電流從S1中轉(zhuǎn)移到C1和C3支路，給C1充電,，同時C3放電,。由于C1、C3的存在,，S1為零電壓關(guān)斷,。在此很短的時間內(nèi)，可以認(rèn)為電感電流近似不變,，為一恒流源,，則C1兩端電壓線性上升，C3兩端電壓線性下降,。t2時刻,，C3電壓下降到零,，S3的體二極管D3自然導(dǎo)通，結(jié)束電路模式A1,。
I1=iL(t1)（2）
uc1(t)=t2（3）
uc3(t)=Ud－t（4）
3）模式B[t2,，t3] D3導(dǎo)通后，開通S3,，所以S3為零電壓開通。電流由D3向S3轉(zhuǎn)移,，此時S3工作于同步整流狀態(tài),，電流基本上由S3流過，電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài),，電感電流線性減小,，直到t3時刻，減小到零,。此期間要保證S3實現(xiàn)ZVS,，則S1關(guān)斷和S3開通之間需要死區(qū)時間tdead1。
iL(t)=I1－t（5）
tdead1>（6）
4）模式B1[t3,，t4] 此時加在濾波電感Lf上的電壓為－Uo,，則其電流開始由零向負(fù)向增加，電路處于零態(tài)儲能狀態(tài),，S3中的電流也相應(yīng)由零正向增加,，到t4時刻S3關(guān)斷，結(jié)束該模式,。電感電流：
iL(t)=－t（7）
5）模式C[t4,，t5] 與模式A1近似，S3關(guān)斷,，C3充電,，C1放電，同理S3為零電壓關(guān)斷,。
－I0=iL(t4)（8）
uc3(t)=t（9）
uc1(t)=Ud－t（10）
t5時刻,，C1的電壓降到零，其體二極管D1自然導(dǎo)通,，進(jìn)入下一電路模式,。
6）模式C1[t5，t6] D1導(dǎo)通后,，開通S1,，則S1為零電壓開通。電流由D1向S1轉(zhuǎn)移,，S1工作于同步整流狀態(tài),，電路處于＋1態(tài)回饋模式,，電感電流負(fù)向減小，直到零,，之后輸入電壓正向輸出給電感儲能,，回到初始模式A，開始下一開關(guān)周期,。此期間電感電流：
iL(t)=－I0＋（11）
同理,，要保證S1零電壓開通，則S3關(guān)斷和S1開通之間需要死區(qū)時間tdead2,，類似式(6),，有
tdead2>（12）
多數(shù)情況下，有I1>I0,，因而一般需tdead2>tdead1,。3 ZVS實現(xiàn)的條件及范圍
從以上的工作模式分析可知，由于電容C1及C3的存在,，S1及S3容易實現(xiàn)ZVS關(guān)斷,；要實現(xiàn)功率管的零電壓開通，必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯(lián)電容上所儲存的電荷,，即
LfiL2>CeffUd2＋CeffUd2=CeffUd2（13）
在上面的分析中,，下管總是容易實現(xiàn)ZVS開通，因為其開通時刻總是在電感電流的瞬時最大值的時刻,，即使輕載時電感儲存的能量也可以保證其實現(xiàn)零電壓開通,；對于上管來說，則必須在零態(tài)續(xù)流模式中電感電流瞬時值由正變負(fù),，達(dá)到一定負(fù)向值,，才能保證在下管關(guān)斷時該電流可以使上管等效并聯(lián)電容放電，從而實現(xiàn)其零電壓開通,。此種情況實際為在輸出半個周期中,，電感電流與輸出電壓同向，即uo>0,，iL>0的情況,；當(dāng)二者反向即iL<0時，則上下管的情況正好互換,，上管容易實現(xiàn)ZVS開通,，而下管實現(xiàn)ZVS的條件則同樣在零態(tài)續(xù)流模式中要保證電感電流瞬時值反向。對輸出電壓負(fù)半周,，上下管實現(xiàn)ZVS的情況與正半周相同,。
濾波電感的取值直接影響ZVS實現(xiàn)的范圍，也影響到電路的效率?？紤]到輸出電壓半個周期內(nèi)電路可以等效為一Buck變換器,，由此得濾波電感的最大值需滿足Lfmax≤。電感值大,，電感電流瞬時值變化范圍小,，ZVS實現(xiàn)的范圍減小，也就是說在較大負(fù)載情況下,，在半波電感電流峰值附近上管難以實現(xiàn)ZVS開通,，從而仍然有較大的開通損耗；電感取值減小,，其電流瞬時值脈動變大,，則ZVS實現(xiàn)的范圍加大，開通損耗可以減小,，但此時由于整個輸出周期內(nèi)電感上的瞬時電流的高頻脈動很大，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加,。所以,，電感的取值、ZVS實現(xiàn)的范圍及電路的效率之間需根據(jù)具體情況適當(dāng)折衷,。
在實際應(yīng)用中須做以下說明,。
1）如考慮逆變器負(fù)載功率因數(shù)較大的情況，則uo,，iL在整個周期大部分時間內(nèi)為同向,，即有tdead2>tdead1成立。為充分保證上管軟開關(guān)的實現(xiàn),，則可以考慮在下管驅(qū)動附加加速關(guān)斷措施,，如采用電阻二極管網(wǎng)絡(luò)，以適當(dāng)增加下管關(guān)斷到上管開通之間的死區(qū)時間,。
2）由上述可知,，由于要保證ZVS的實現(xiàn)，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動,，因而電感的磁芯損耗比較大,，實際應(yīng)用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁芯材料,。
3）同理,，由于ZVS實現(xiàn)的范圍與電感磁芯損耗的矛盾，在負(fù)載范圍較大的情況下,，很難折衷得到較好的效果,，因此該方式只適用于較小功率的應(yīng)用場合，而應(yīng)用于較大功率場合時，則可以考慮用相同功率的模塊并聯(lián),。
4 實驗波形和結(jié)語
圖4是上下功率管在實現(xiàn)ZVS時的驅(qū)動電壓與相應(yīng)漏源電壓波形,。由圖4可以看出，上下管均很好地實現(xiàn)了零電壓開關(guān),。
(a)上管
(b)下管
圖4 逆變器功率管驅(qū)動（上曲線）與漏源電壓（下曲線）
圖5是空載輸出電壓與電感電流,。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流?？蛰d時由于電感上的電流在半個周期內(nèi)均可以過零,，因而此時功率管可以較好地實現(xiàn)軟開關(guān)；而滿載時電感電流瞬時值過零的范圍明顯減少,，此時上很難實現(xiàn)軟開通,。要進(jìn)一步確定電感取值與負(fù)載、ZVS實現(xiàn)的范圍以及電路效率之間的關(guān)系除了理論分析外,，也還需要進(jìn)行大量的實驗,。圖7為逆變器的效率曲線，阻性滿載的輸出效率約為92％,。
圖5 空載輸出電壓與電感電流
圖6 阻性滿載輸出電壓及電感電流
圖7 逆變器的效率
