由于對(duì)逆變器高頻化的追求，硬開關(guān)所固有的缺陷變得不可容忍：開通和關(guān)斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復(fù)問題;感性關(guān)斷問題;硬開關(guān)電路的EMI問題,。因此,，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關(guān)帶來的各種問題。軟開關(guān)技術(shù)是克服以上缺陷的有效辦法,。最理想的軟開通過程是：電壓先下降到零后,，電流再緩慢上升到通態(tài)值，開通損耗近似為零,。因功率管開通前電壓已下降到零,，其結(jié)電容上的電壓即為零，故解決了容性開通問題，同時(shí)也意味著二極管已經(jīng)截止,，其反向恢復(fù)過程結(jié)束,，因此二極管的反向恢復(fù)問題亦不復(fù)存在。最理想的軟關(guān)斷過程為：電流先下降到零,，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值,，所以關(guān)斷損耗近似為零。由于功率管關(guān)斷前電流已下降到零,，即線路電感中電流亦為零,，所以感性關(guān)斷問題得以解決。

基于此,，本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的,，HPWM控制方式的ZVS軟開關(guān)技術(shù)，如圖1所示,。其出發(fā)點(diǎn)是在盡量不改變硬開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),，即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下，有效利用現(xiàn)有電路元器件及功率管的寄生參數(shù),，為逆變橋主功率管創(chuàng)造ZVS軟開關(guān)條件,，最大限度地實(shí)現(xiàn)ZVS，從而達(dá)到減少損耗,，降低EMI,，提高可靠性的目的。



圖1 HPWM控制方式

2 HPWM控制方式下實(shí)現(xiàn)ZVS的工作原理

考慮到MOS管輸出結(jié)電容值的離散性及非線性,，每只MOS管并聯(lián)一小電容,，吸收其結(jié)電容在內(nèi)等效為C1－C4，且C1=C2=C3=C4=Ceff,；D1－D4為MOS管的體二極管,，則HPWM軟開關(guān)方式在整個(gè)輸出電壓的一個(gè)周期內(nèi)共有12種開關(guān)狀態(tài)?；谡?fù)半周兩個(gè)橋臂工作的對(duì)稱性，以輸出電壓正半周為例,，其等效電路模式如圖2所示,。圖3給出了輸出電壓正半周的一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的電路的主要波形，此時(shí)S4常通,，S2關(guān)斷,。由于載波頻率遠(yuǎn)大于輸出電壓基波頻率，在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)近似認(rèn)為輸出電壓Uo保持不變,，電感電流的相鄰開關(guān)周期的瞬時(shí)極值不變,。



(a)模式A (b)模式A1 (c)模式B



(d)模式 B1(e)模式C (f)模式C1

圖2 HPWM軟開關(guān)方式工作狀態(tài)及電路模式



圖3 ZVS方式主要波形

1）模式A[t0，t1] S1和S4導(dǎo)通，電路為＋1態(tài)輸出模式,，濾波電感電流線性增加,，直到t1時(shí)刻S1關(guān)斷為止。電感電流：

iL(t)=（1）

2）模式A1[t1,，t2] 在t1時(shí)刻,，S1關(guān)斷，電感電流從S1中轉(zhuǎn)移到C1和C3支路,，給C1充電,，同時(shí)C3放電。由于C1,、C3的存在,，S1為零電壓關(guān)斷。在此很短的時(shí)間內(nèi),，可以認(rèn)為電感電流近似不變,，為一恒流源，則C1兩端電壓線性上升,，C3兩端電壓線性下降,。t2時(shí)刻，C3電壓下降到零,，S3的體二極管D3自然導(dǎo)通,，結(jié)束電路模式A1。

I1=iL(t1)（2）

uc1(t)=t2（3）

uc3(t)=Ud－t（4）

3）模式B[t2,，t3] D3導(dǎo)通后,，開通S3，所以S3為零電壓開通,。電流由D3向S3轉(zhuǎn)移,，此時(shí)S3工作于同步整流狀態(tài)，電流基本上由S3流過,，電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài),，電感電流線性減小，直到t3時(shí)刻,，減小到零,。此期間要保證S3實(shí)現(xiàn)ZVS，則S1關(guān)斷和S3開通之間需要死區(qū)時(shí)間tdead1,。

iL(t)=I1－t（5）

tdead1>（6）

4）模式B1[t3,，t4] 此時(shí)加在濾波電感Lf上的電壓為－Uo，則其電流開始由零向負(fù)向增加,，電路處于零態(tài)儲(chǔ)能狀態(tài),，S3中的電流也相應(yīng)由零正向增加，到t4時(shí)刻S3關(guān)斷，結(jié)束該模式,。電感電流：

iL(t)=－t（7）

5）模式C[t4,，t5] 與模式A1近似，S3關(guān)斷,，C3充電,，C1放電，同理S3為零電壓關(guān)斷,。

－I0=iL(t4)（8）

uc3(t)=t（9）

uc1(t)=Ud－t（10）

t5時(shí)刻,，C1的電壓降到零，其體二極管D1自然導(dǎo)通,，進(jìn)入下一電路模式,。

6）模式C1[t5，t6] D1導(dǎo)通后,，開通S1,，則S1為零電壓開通。電流由D1向S1轉(zhuǎn)移,，S1工作于同步整流狀態(tài),，電路處于＋1態(tài)回饋模式，電感電流負(fù)向減小,，直到零,，之后輸入電壓正向輸出給電感儲(chǔ)能，回到初始模式A,，開始下一開關(guān)周期,。此期間電感電流：

iL(t)=－I0＋（11）

同理，要保證S1零電壓開通,，則S3關(guān)斷和S1開通之間需要死區(qū)時(shí)間tdead2,，類似式(6)，有

tdead2>（12）

多數(shù)情況下,，有I1>I0,，因而一般需tdead2>tdead1。3 ZVS實(shí)現(xiàn)的條件及范圍

從以上的工作模式分析可知,，由于電容C1及C3的存在,，S1及S3容易實(shí)現(xiàn)ZVS關(guān)斷；要實(shí)現(xiàn)功率管的零電壓開通,，必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯(lián)電容上所儲(chǔ)存的電荷，即

LfiL2>CeffUd2＋CeffUd2=CeffUd2（13）

在上面的分析中,，下管總是容易實(shí)現(xiàn)ZVS開通,，因?yàn)槠溟_通時(shí)刻總是在電感電流的瞬時(shí)最大值的時(shí)刻，即使輕載時(shí)電感儲(chǔ)存的能量也可以保證其實(shí)現(xiàn)零電壓開通；對(duì)于上管來說,，則必須在零態(tài)續(xù)流模式中電感電流瞬時(shí)值由正變負(fù),，達(dá)到一定負(fù)向值，才能保證在下管關(guān)斷時(shí)該電流可以使上管等效并聯(lián)電容放電,，從而實(shí)現(xiàn)其零電壓開通,。此種情況實(shí)際為在輸出半個(gè)周期中，電感電流與輸出電壓同向,，即uo>0,，iL>0的情況；當(dāng)二者反向即iL<0時(shí),，則上下管的情況正好互換,，上管容易實(shí)現(xiàn)ZVS開通，而下管實(shí)現(xiàn)ZVS的條件則同樣在零態(tài)續(xù)流模式中要保證電感電流瞬時(shí)值反向,。對(duì)輸出電壓負(fù)半周,，上下管實(shí)現(xiàn)ZVS的情況與正半周相同。

濾波電感的取值直接影響ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍,，也影響到電路的效率,。考慮到輸出電壓半個(gè)周期內(nèi)電路可以等效為一Buck變換器,，由此得濾波電感的最大值需滿足Lfmax≤,。電感值大，電感電流瞬時(shí)值變化范圍小,，ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍減小,，也就是說在較大負(fù)載情況下，在半波電感電流峰值附近上管難以實(shí)現(xiàn)ZVS開通,，從而仍然有較大的開通損耗,；電感取值減小，其電流瞬時(shí)值脈動(dòng)變大,，則ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍加大,，開通損耗可以減小，但此時(shí)由于整個(gè)輸出周期內(nèi)電感上的瞬時(shí)電流的高頻脈動(dòng)很大,，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加,。所以，電感的取值,、ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍及電路的效率之間需根據(jù)具體情況適當(dāng)折衷,。

在實(shí)際應(yīng)用中須做以下說明。

1）如考慮逆變器負(fù)載功率因數(shù)較大的情況,，則uo,，iL在整個(gè)周期大部分時(shí)間內(nèi)為同向,，即有tdead2>tdead1成立。為充分保證上管軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn),，則可以考慮在下管驅(qū)動(dòng)附加加速關(guān)斷措施,，如采用電阻二極管網(wǎng)絡(luò)，以適當(dāng)增加下管關(guān)斷到上管開通之間的死區(qū)時(shí)間,。

2）由上述可知,，由于要保證ZVS的實(shí)現(xiàn)，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動(dòng),，因而電感的磁芯損耗比較大,，實(shí)際應(yīng)用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁芯材料,。

3）同理,，由于ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍與電感磁芯損耗的矛盾，在負(fù)載范圍較大的情況下,，很難折衷得到較好的效果,，因此該方式只適用于較小功率的應(yīng)用場(chǎng)合，而應(yīng)用于較大功率場(chǎng)合時(shí),，則可以考慮用相同功率的模塊并聯(lián),。

4 實(shí)驗(yàn)波形和結(jié)語

圖4是上下功率管在實(shí)現(xiàn)ZVS時(shí)的驅(qū)動(dòng)電壓與相應(yīng)漏源電壓波形。由圖4可以看出,，上下管均很好地實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān),。



(a)上管



(b)下管

圖4 逆變器功率管驅(qū)動(dòng)（上曲線）與漏源電壓（下曲線）

圖5是空載輸出電壓與電感電流。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流,?？蛰d時(shí)由于電感上的電流在半個(gè)周期內(nèi)均可以過零，因而此時(shí)功率管可以較好地實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),；而滿載時(shí)電感電流瞬時(shí)值過零的范圍明顯減少,，此時(shí)上很難實(shí)現(xiàn)軟開通。要進(jìn)一步確定電感取值與負(fù)載,、ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍以及電路效率之間的關(guān)系除了理論分析外,，也還需要進(jìn)行大量的實(shí)驗(yàn)。圖7為逆變器的效率曲線,，阻性滿載的輸出效率約為92％,。



圖5 空載輸出電壓與電感電流



圖6 阻性滿載輸出電壓及電感電流



圖7 逆變器的效率由于對(duì)逆變器高頻化的追求，硬開關(guān)所固有的缺陷變得不可容忍：開通和關(guān)斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復(fù)問題;感性關(guān)斷問題;硬開關(guān)電路的EMI問題,。因此,，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關(guān)帶來的各種問題。軟開關(guān)技術(shù)是克服以上缺陷的有效辦法,。最理想的軟開通過程是：電壓先下降到零后,，電流再緩慢上升到通態(tài)值,，開通損耗近似為零,。因功率管開通前電壓已下降到零,，其結(jié)電容上的電壓即為零，故解決了容性開通問題,，同時(shí)也意味著二極管已經(jīng)截止,，其反向恢復(fù)過程結(jié)束，因此二極管的反向恢復(fù)問題亦不復(fù)存在,。最理想的軟關(guān)斷過程為：電流先下降到零,，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值，所以關(guān)斷損耗近似為零,。由于功率管關(guān)斷前電流已下降到零,，即線路電感中電流亦為零，所以感性關(guān)斷問題得以解決,。

基于此,，本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的，HPWM控制方式的ZVS軟開關(guān)技術(shù),，如圖1所示,。其出發(fā)點(diǎn)是在盡量不改變硬開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下,，有效利用現(xiàn)有電路元器件及功率管的寄生參數(shù),，為逆變橋主功率管創(chuàng)造ZVS軟開關(guān)條件，最大限度地實(shí)現(xiàn)ZVS,，從而達(dá)到減少損耗,，降低EMI，提高可靠性的目的,。



圖1 HPWM控制方式

2 HPWM控制方式下實(shí)現(xiàn)ZVS的工作原理

考慮到MOS管輸出結(jié)電容值的離散性及非線性,，每只MOS管并聯(lián)一小電容，吸收其結(jié)電容在內(nèi)等效為C1－C4,，且C1=C2=C3=C4=Ceff,；D1－D4為MOS管的體二極管，則HPWM軟開關(guān)方式在整個(gè)輸出電壓的一個(gè)周期內(nèi)共有12種開關(guān)狀態(tài),?；谡?fù)半周兩個(gè)橋臂工作的對(duì)稱性，以輸出電壓正半周為例,，其等效電路模式如圖2所示,。圖3給出了輸出電壓正半周的一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的電路的主要波形，此時(shí)S4常通,，S2關(guān)斷,。由于載波頻率遠(yuǎn)大于輸出電壓基波頻率,，在一個(gè)開關(guān)周期Ts內(nèi)近似認(rèn)為輸出電壓Uo保持不變，電感電流的相鄰開關(guān)周期的瞬時(shí)極值不變,。



(a)模式A (b)模式A1 (c)模式B



(d)模式 B1(e)模式C (f)模式C1

圖2 HPWM軟開關(guān)方式工作狀態(tài)及電路模式



圖3 ZVS方式主要波形

1）模式A[t0,，t1] S1和S4導(dǎo)通，電路為＋1態(tài)輸出模式,，濾波電感電流線性增加,，直到t1時(shí)刻S1關(guān)斷為止。電感電流：

iL(t)=（1）

2）模式A1[t1,，t2] 在t1時(shí)刻,，S1關(guān)斷，電感電流從S1中轉(zhuǎn)移到C1和C3支路,，給C1充電,，同時(shí)C3放電。由于C1,、C3的存在,，S1為零電壓關(guān)斷。在此很短的時(shí)間內(nèi),，可以認(rèn)為電感電流近似不變,，為一恒流源，則C1兩端電壓線性上升,，C3兩端電壓線性下降,。t2時(shí)刻，C3電壓下降到零,，S3的體二極管D3自然導(dǎo)通,，結(jié)束電路模式A1。

I1=iL(t1)（2）

uc1(t)=t2（3）

uc3(t)=Ud－t（4）

3）模式B[t2,，t3] D3導(dǎo)通后,，開通S3，所以S3為零電壓開通,。電流由D3向S3轉(zhuǎn)移,，此時(shí)S3工作于同步整流狀態(tài)，電流基本上由S3流過,，電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài),，電感電流線性減小，直到t3時(shí)刻,，減小到零,。此期間要保證S3實(shí)現(xiàn)ZVS，則S1關(guān)斷和S3開通之間需要死區(qū)時(shí)間tdead1,。

iL(t)=I1－t（5）

tdead1>（6）

4）模式B1[t3,，t4] 此時(shí)加在濾波電感Lf上的電壓為－Uo,，則其電流開始由零向負(fù)向增加，電路處于零態(tài)儲(chǔ)能狀態(tài),，S3中的電流也相應(yīng)由零正向增加,，到t4時(shí)刻S3關(guān)斷，結(jié)束該模式,。電感電流：

iL(t)=－t（7）

5）模式C[t4,，t5] 與模式A1近似，S3關(guān)斷,，C3充電，C1放電,，同理S3為零電壓關(guān)斷,。

－I0=iL(t4)（8）

uc3(t)=t（9）

uc1(t)=Ud－t（10）

t5時(shí)刻，C1的電壓降到零,，其體二極管D1自然導(dǎo)通,，進(jìn)入下一電路模式。

6）模式C1[t5,，t6] D1導(dǎo)通后,，開通S1，則S1為零電壓開通,。電流由D1向S1轉(zhuǎn)移,，S1工作于同步整流狀態(tài)，電路處于＋1態(tài)回饋模式,，電感電流負(fù)向減小,，直到零，之后輸入電壓正向輸出給電感儲(chǔ)能,，回到初始模式A,，開始下一開關(guān)周期。此期間電感電流：

iL(t)=－I0＋（11）

同理,，要保證S1零電壓開通,，則S3關(guān)斷和S1開通之間需要死區(qū)時(shí)間tdead2，類似式(6),，有

tdead2>（12）

多數(shù)情況下,，有I1>I0，因而一般需tdead2>tdead1,。3 ZVS實(shí)現(xiàn)的條件及范圍

從以上的工作模式分析可知,，由于電容C1及C3的存在，S1及S3容易實(shí)現(xiàn)ZVS關(guān)斷,；要實(shí)現(xiàn)功率管的零電壓開通,，必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯(lián)電容上所儲(chǔ)存的電荷,，即

LfiL2>CeffUd2＋CeffUd2=CeffUd2（13）

在上面的分析中，下管總是容易實(shí)現(xiàn)ZVS開通,，因?yàn)槠溟_通時(shí)刻總是在電感電流的瞬時(shí)最大值的時(shí)刻,，即使輕載時(shí)電感儲(chǔ)存的能量也可以保證其實(shí)現(xiàn)零電壓開通；對(duì)于上管來說,，則必須在零態(tài)續(xù)流模式中電感電流瞬時(shí)值由正變負(fù),，達(dá)到一定負(fù)向值，才能保證在下管關(guān)斷時(shí)該電流可以使上管等效并聯(lián)電容放電,，從而實(shí)現(xiàn)其零電壓開通,。此種情況實(shí)際為在輸出半個(gè)周期中，電感電流與輸出電壓同向,，即uo>0,，iL>0的情況；當(dāng)二者反向即iL<0時(shí),，則上下管的情況正好互換,，上管容易實(shí)現(xiàn)ZVS開通，而下管實(shí)現(xiàn)ZVS的條件則同樣在零態(tài)續(xù)流模式中要保證電感電流瞬時(shí)值反向,。對(duì)輸出電壓負(fù)半周,，上下管實(shí)現(xiàn)ZVS的情況與正半周相同。

濾波電感的取值直接影響ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍,，也影響到電路的效率,。考慮到輸出電壓半個(gè)周期內(nèi)電路可以等效為一Buck變換器,，由此得濾波電感的最大值需滿足Lfmax≤,。電感值大，電感電流瞬時(shí)值變化范圍小,，ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍減小,，也就是說在較大負(fù)載情況下，在半波電感電流峰值附近上管難以實(shí)現(xiàn)ZVS開通,，從而仍然有較大的開通損耗,；電感取值減小，其電流瞬時(shí)值脈動(dòng)變大,，則ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍加大,，開通損耗可以減小，但此時(shí)由于整個(gè)輸出周期內(nèi)電感上的瞬時(shí)電流的高頻脈動(dòng)很大,，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加,。所以，電感的取值、ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍及電路的效率之間需根據(jù)具體情況適當(dāng)折衷,。

在實(shí)際應(yīng)用中須做以下說明,。

1）如考慮逆變器負(fù)載功率因數(shù)較大的情況，則uo,，iL在整個(gè)周期大部分時(shí)間內(nèi)為同向,，即有tdead2>tdead1成立。為充分保證上管軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn),，則可以考慮在下管驅(qū)動(dòng)附加加速關(guān)斷措施,，如采用電阻二極管網(wǎng)絡(luò)，以適當(dāng)增加下管關(guān)斷到上管開通之間的死區(qū)時(shí)間,。

2）由上述可知,，由于要保證ZVS的實(shí)現(xiàn)，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動(dòng),，因而電感的磁芯損耗比較大,，實(shí)際應(yīng)用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁芯材料,。

3）同理，由于ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍與電感磁芯損耗的矛盾,，在負(fù)載范圍較大的情況下,，很難折衷得到較好的效果，因此該方式只適用于較小功率的應(yīng)用場(chǎng)合,，而應(yīng)用于較大功率場(chǎng)合時(shí),，則可以考慮用相同功率的模塊并聯(lián)。

4 實(shí)驗(yàn)波形和結(jié)語

圖4是上下功率管在實(shí)現(xiàn)ZVS時(shí)的驅(qū)動(dòng)電壓與相應(yīng)漏源電壓波形,。由圖4可以看出,，上下管均很好地實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)。



(a)上管



(b)下管

圖4 逆變器功率管驅(qū)動(dòng)（上曲線）與漏源電壓（下曲線）

圖5是空載輸出電壓與電感電流,。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流,。空載時(shí)由于電感上的電流在半個(gè)周期內(nèi)均可以過零,，因而此時(shí)功率管可以較好地實(shí)現(xiàn)軟開關(guān),；而滿載時(shí)電感電流瞬時(shí)值過零的范圍明顯減少，此時(shí)上很難實(shí)現(xiàn)軟開通,。要進(jìn)一步確定電感取值與負(fù)載,、ZVS實(shí)現(xiàn)的范圍以及電路效率之間的關(guān)系除了理論分析外，也還需要進(jìn)行大量的實(shí)驗(yàn),。圖7為逆變器的效率曲線,，阻性滿載的輸出效率約為92％。



圖5 空載輸出電壓與電感電流



圖6 阻性滿載輸出電壓及電感電流



圖7 逆變器的效率