由于對逆變器高頻化的追求,，硬開關所固有的缺陷變得不可容忍：開通和關斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復問題;感性關斷問題;硬開關電路的EMI問題,。因此，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關帶來的各種問題,。軟開關技術是克服以上缺陷的有效辦法,。最理想的軟開通過程是：電壓先下降到零后，電流再緩慢上升到通態(tài)值,，開通損耗近似為零,。因功率管開通前電壓已下降到零，其結電容上的電壓即為零,，故解決了容性開通問題,，同時也意味著二極管已經(jīng)截止，其反向恢復過程結束,，因此二極管的反向恢復問題亦不復存在,。最理想的軟關斷過程為：電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值,，所以關斷損耗近似為零,。由于功率管關斷前電流已下降到零,，即線路電感中電流亦為零，所以感性關斷問題得以解決,。
基于此,，本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的，HPWM控制方式的ZVS軟開關技術,，如圖1所示,。其出發(fā)點是在盡量不改變硬開關拓撲結構，即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下,，有效利用現(xiàn)有電路元器件及功率管的寄生參數(shù),，為逆變橋主功率管創(chuàng)造ZVS軟開關條件，最大限度地實現(xiàn)ZVS,，從而達到減少損耗,，降低EMI，提高可靠性的目的,。
圖1 HPWM控制方式
2 HPWM控制方式下實現(xiàn)ZVS的工作原理
考慮到MOS管輸出結電容值的離散性及非線性,，每只MOS管并聯(lián)一小電容，吸收其結電容在內等效為C1－C4,，且C1=C2=C3=C4=Ceff,；D1－D4為MOS管的體二極管，則HPWM軟開關方式在整個輸出電壓的一個周期內共有12種開關狀態(tài),?；谡摪胫軆蓚€橋臂工作的對稱性，以輸出電壓正半周為例,，其等效電路模式如圖2所示,。圖3給出了輸出電壓正半周的一個開關周期內的電路的主要波形，此時S4常通,，S2關斷,。由于載波頻率遠大于輸出電壓基波頻率，在一個開關周期Ts內近似認為輸出電壓Uo保持不變,，電感電流的相鄰開關周期的瞬時極值不變,。
(a)模式A (b)模式A1 (c)模式B
(d)模式 B1(e)模式C (f)模式C1
圖2 HPWM軟開關方式工作狀態(tài)及電路模式
圖3 ZVS方式主要波形
1）模式A[t0，t1] S1和S4導通,，電路為＋1態(tài)輸出模式,，濾波電感電流線性增加，直到t1時刻S1關斷為止,。電感電流：
iL(t)=
（1）
2）模式A1[t1,，t2] 在t1時刻，S1關斷,，電感電流從S1中轉移到C1和C3支路,，給C1充電,，同時C3放電。由于C1,、C3的存在,，S1為零電壓關斷。在此很短的時間內,，可以認為電感電流近似不變,，為一恒流源，則C1兩端電壓線性上升,，C3兩端電壓線性下降,。t2時刻，C3電壓下降到零,，S3的體二極管D3自然導通,，結束電路模式A1。
I1=iL(t1)（2）
uc1(t)=
t2（3）
uc3(t)=Ud－t（4）
3）模式B[t2,，t3] D3導通后,，開通S3,，所以S3為零電壓開通,。電流由D3向S3轉移，此時S3工作于同步整流狀態(tài),，電流基本上由S3流過,，電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài)，電感電流線性減小,，直到t3時刻,，減小到零。此期間要保證S3實現(xiàn)ZVS,，則S1關斷和S3開通之間需要死區(qū)時間tdead1,。
iL(t)=I1－
t（5）
tdead1>
（6）
4）模式B1[t3，t4] 此時加在濾波電感Lf上的電壓為－Uo,，則其電流開始由零向負向增加,，電路處于零態(tài)儲能狀態(tài)，S3中的電流也相應由零正向增加,，到t4時刻S3關斷,，結束該模式。電感電流：
iL(t)=－t（7）
5）模式C[t4,，t5] 與模式A1近似,，S3關斷，C3充電,，C1放電,，同理S3為零電壓關斷,。
－I0=iL(t4)（8）
uc3(t)=
t（9）
uc1(t)=Ud－t（10）
t5時刻，C1的電壓降到零,，其體二極管D1自然導通,，進入下一電路模式。
6）模式C1[t5,，t6] D1導通后,，開通S1，則S1為零電壓開通,。電流由D1向S1轉移,，S1工作于同步整流狀態(tài)，電路處于＋1態(tài)回饋模式,，電感電流負向減小,，直到零，之后輸入電壓正向輸出給電感儲能,，回到初始模式A,，開始下一開關周期。此期間電感電流：
iL(t)=－I0＋（11）
同理,，要保證S1零電壓開通,，則S3關斷和S1開通之間需要死區(qū)時間tdead2，類似式(6),，有
tdead2>
（12）
多數(shù)情況下,，有I1>I0，因而一般需tdead2>tdead1,。3 ZVS實現(xiàn)的條件及范圍
從以上的工作模式分析可知,，由于電容C1及C3的存在，S1及S3容易實現(xiàn)ZVS關斷,；要實現(xiàn)功率管的零電壓開通,，必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯(lián)電容上所儲存的電荷，即
LfiL2>CeffUd2＋CeffUd2=CeffUd2（13）
在上面的分析中,，下管總是容易實現(xiàn)ZVS開通,，因為其開通時刻總是在電感電流的瞬時最大值的時刻，即使輕載時電感儲存的能量也可以保證其實現(xiàn)零電壓開通,；對于上管來說,，則必須在零態(tài)續(xù)流模式中電感電流瞬時值由正變負，達到一定負向值,，才能保證在下管關斷時該電流可以使上管等效并聯(lián)電容放電,，從而實現(xiàn)其零電壓開通。此種情況實際為在輸出半個周期中，電感電流與輸出電壓同向,，即uo>0,，iL>0的情況；當二者反向即iL<0時,，則上下管的情況正好互換,，上管容易實現(xiàn)ZVS開通，而下管實現(xiàn)ZVS的條件則同樣在零態(tài)續(xù)流模式中要保證電感電流瞬時值反向,。對輸出電壓負半周,，上下管實現(xiàn)ZVS的情況與正半周相同。
濾波電感的取值直接影響ZVS實現(xiàn)的范圍,，也影響到電路的效率,。考慮到輸出電壓半個周期內電路可以等效為一Buck變換器,，由此得濾波電感的最大值需滿足Lfmax≤
,。電感值大，電感電流瞬時值變化范圍小,，ZVS實現(xiàn)的范圍減小,，也就是說在較大負載情況下，在半波電感電流峰值附近上管難以實現(xiàn)ZVS開通,，從而仍然有較大的開通損耗,；電感取值減小，其電流瞬時值脈動變大,，則ZVS實現(xiàn)的范圍加大,，開通損耗可以減小，但此時由于整個輸出周期內電感上的瞬時電流的高頻脈動很大,，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加。所以,，電感的取值,、ZVS實現(xiàn)的范圍及電路的效率之間需根據(jù)具體情況適當折衷。
在實際應用中須做以下說明,。
1）如考慮逆變器負載功率因數(shù)較大的情況,，則uo，iL在整個周期大部分時間內為同向,，即有tdead2>tdead1成立,。為充分保證上管軟開關的實現(xiàn)，則可以考慮在下管驅動附加加速關斷措施,，如采用電阻二極管網(wǎng)絡,，以適當增加下管關斷到上管開通之間的死區(qū)時間。
2）由上述可知,，由于要保證ZVS的實現(xiàn),，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動,，因而電感的磁芯損耗比較大，實際應用須選用電阻率高,、高頻損耗小的磁芯材料,。
3）同理，由于ZVS實現(xiàn)的范圍與電感磁芯損耗的矛盾,，在負載范圍較大的情況下,，很難折衷得到較好的效果，因此該方式只適用于較小功率的應用場合,，而應用于較大功率場合時,，則可以考慮用相同功率的模塊并聯(lián)。
4 實驗波形和結語
圖4是上下功率管在實現(xiàn)ZVS時的驅動電壓與相應漏源電壓波形,。由圖4可以看出,，上下管均很好地實現(xiàn)了零電壓開關。
(a)上管
(b)下管
圖4 逆變器功率管驅動（上曲線）與漏源電壓（下曲線）
圖5是空載輸出電壓與電感電流,。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流,。空載時由于電感上的電流在半個周期內均可以過零,，因而此時功率管可以較好地實現(xiàn)軟開關,；而滿載時電感電流瞬時值過零的范圍明顯減少，此時上很難實現(xiàn)軟開通,。要進一步確定電感取值與負載,、ZVS實現(xiàn)的范圍以及電路效率之間的關系除了理論分析外，也還需要進行大量的實驗,。圖7為逆變器的效率曲線,，阻性滿載的輸出效率約為92％。
圖5 空載輸出電壓與電感電流
圖6 阻性滿載輸出電壓及電感電流
圖7 逆變器的效率由于對逆變器高頻化的追求,，硬開關所固有的缺陷變得不可容忍：開通和關斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復問題;感性關斷問題;硬開關電路的EMI問題,。因此，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關帶來的各種問題,。軟開關技術是克服以上缺陷的有效辦法,。最理想的軟開通過程是：電壓先下降到零后，電流再緩慢上升到通態(tài)值,，開通損耗近似為零,。因功率管開通前電壓已下降到零，其結電容上的電壓即為零,，故解決了容性開通問題,，同時也意味著二極管已經(jīng)截止，其反向恢復過程結束，因此二極管的反向恢復問題亦不復存在,。最理想的軟關斷過程為：電流先下降到零,，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值，所以關斷損耗近似為零,。由于功率管關斷前電流已下降到零,，即線路電感中電流亦為零，所以感性關斷問題得以解決,。
基于此,，本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的，HPWM控制方式的ZVS軟開關技術,，如圖1所示,。其出發(fā)點是在盡量不改變硬開關拓撲結構，即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下,，有效利用現(xiàn)有電路元器件及功率管的寄生參數(shù),，為逆變橋主功率管創(chuàng)造ZVS軟開關條件，最大限度地實現(xiàn)ZVS,，從而達到減少損耗,，降低EMI，提高可靠性的目的,。
圖1 HPWM控制方式
2 HPWM控制方式下實現(xiàn)ZVS的工作原理
考慮到MOS管輸出結電容值的離散性及非線性,，每只MOS管并聯(lián)一小電容，吸收其結電容在內等效為C1－C4,，且C1=C2=C3=C4=Ceff,；D1－D4為MOS管的體二極管，則HPWM軟開關方式在整個輸出電壓的一個周期內共有12種開關狀態(tài),?；谡摪胫軆蓚€橋臂工作的對稱性，以輸出電壓正半周為例,，其等效電路模式如圖2所示,。圖3給出了輸出電壓正半周的一個開關周期內的電路的主要波形，此時S4常通,，S2關斷。由于載波頻率遠大于輸出電壓基波頻率,，在一個開關周期Ts內近似認為輸出電壓Uo保持不變,，電感電流的相鄰開關周期的瞬時極值不變。
(a)模式A (b)模式A1 (c)模式B
(d)模式 B1(e)模式C (f)模式C1
圖2 HPWM軟開關方式工作狀態(tài)及電路模式
圖3 ZVS方式主要波形
1）模式A[t0,，t1] S1和S4導通,，電路為＋1態(tài)輸出模式，濾波電感電流線性增加，直到t1時刻S1關斷為止,。電感電流：
iL(t)=（1）
2）模式A1[t1,，t2] 在t1時刻，S1關斷,，電感電流從S1中轉移到C1和C3支路,，給C1充電，同時C3放電,。由于C1,、C3的存在，S1為零電壓關斷,。在此很短的時間內,，可以認為電感電流近似不變，為一恒流源,，則C1兩端電壓線性上升,，C3兩端電壓線性下降。t2時刻,，C3電壓下降到零,，S3的體二極管D3自然導通，結束電路模式A1,。
I1=iL(t1)（2）
uc1(t)=t2（3）
uc3(t)=Ud－t（4）
3）模式B[t2,，t3] D3導通后，開通S3,，所以S3為零電壓開通,。電流由D3向S3轉移，此時S3工作于同步整流狀態(tài),，電流基本上由S3流過,，電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài)，電感電流線性減小,，直到t3時刻,，減小到零。此期間要保證S3實現(xiàn)ZVS,，則S1關斷和S3開通之間需要死區(qū)時間tdead1,。
iL(t)=I1－t（5）
tdead1>（6）
4）模式B1[t3，t4] 此時加在濾波電感Lf上的電壓為－Uo,，則其電流開始由零向負向增加,，電路處于零態(tài)儲能狀態(tài)，S3中的電流也相應由零正向增加,，到t4時刻S3關斷,，結束該模式,。電感電流：
iL(t)=－t（7）
5）模式C[t4，t5] 與模式A1近似,，S3關斷,，C3充電，C1放電,，同理S3為零電壓關斷,。
－I0=iL(t4)（8）
uc3(t)=t（9）
uc1(t)=Ud－t（10）
t5時刻，C1的電壓降到零,，其體二極管D1自然導通,，進入下一電路模式。
6）模式C1[t5,，t6] D1導通后,，開通S1，則S1為零電壓開通,。電流由D1向S1轉移,，S1工作于同步整流狀態(tài)，電路處于＋1態(tài)回饋模式,，電感電流負向減小,，直到零，之后輸入電壓正向輸出給電感儲能,，回到初始模式A,，開始下一開關周期。此期間電感電流：
iL(t)=－I0＋（11）
同理,，要保證S1零電壓開通,，則S3關斷和S1開通之間需要死區(qū)時間tdead2，類似式(6),，有
tdead2>（12）
多數(shù)情況下,，有I1>I0，因而一般需tdead2>tdead1,。3 ZVS實現(xiàn)的條件及范圍
從以上的工作模式分析可知,，由于電容C1及C3的存在，S1及S3容易實現(xiàn)ZVS關斷,；要實現(xiàn)功率管的零電壓開通,，必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯(lián)電容上所儲存的電荷，即
LfiL2>CeffUd2＋CeffUd2=CeffUd2（13）
在上面的分析中,，下管總是容易實現(xiàn)ZVS開通,，因為其開通時刻總是在電感電流的瞬時最大值的時刻，即使輕載時電感儲存的能量也可以保證其實現(xiàn)零電壓開通,；對于上管來說,，則必須在零態(tài)續(xù)流模式中電感電流瞬時值由正變負，達到一定負向值,，才能保證在下管關斷時該電流可以使上管等效并聯(lián)電容放電,，從而實現(xiàn)其零電壓開通。此種情況實際為在輸出半個周期中,，電感電流與輸出電壓同向,，即uo>0，iL>0的情況,；當二者反向即iL<0時,，則上下管的情況正好互換，上管容易實現(xiàn)ZVS開通,，而下管實現(xiàn)ZVS的條件則同樣在零態(tài)續(xù)流模式中要保證電感電流瞬時值反向,。對輸出電壓負半周，上下管實現(xiàn)ZVS的情況與正半周相同,。
濾波電感的取值直接影響ZVS實現(xiàn)的范圍,，也影響到電路的效率?？紤]到輸出電壓半個周期內電路可以等效為一Buck變換器,，由此得濾波電感的最大值需滿足Lfmax≤。電感值大,，電感電流瞬時值變化范圍小,，ZVS實現(xiàn)的范圍減小，也就是說在較大負載情況下,，在半波電感電流峰值附近上管難以實現(xiàn)ZVS開通,，從而仍然有較大的開通損耗；電感取值減小,，其電流瞬時值脈動變大,，則ZVS實現(xiàn)的范圍加大，開通損耗可以減小,，但此時由于整個輸出周期內電感上的瞬時電流的高頻脈動很大,，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加。所以,，電感的取值,、ZVS實現(xiàn)的范圍及電路的效率之間需根據(jù)具體情況適當折衷。
在實際應用中須做以下說明,。
1）如考慮逆變器負載功率因數(shù)較大的情況,，則uo，iL在整個周期大部分時間內為同向,，即有tdead2>tdead1成立,。為充分保證上管軟開關的實現(xiàn),，則可以考慮在下管驅動附加加速關斷措施，如采用電阻二極管網(wǎng)絡,，以適當增加下管關斷到上管開通之間的死區(qū)時間,。
2）由上述可知，由于要保證ZVS的實現(xiàn),，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動,，因而電感的磁芯損耗比較大，實際應用須選用電阻率高,、高頻損耗小的磁芯材料,。
3）同理，由于ZVS實現(xiàn)的范圍與電感磁芯損耗的矛盾,，在負載范圍較大的情況下,，很難折衷得到較好的效果，因此該方式只適用于較小功率的應用場合,，而應用于較大功率場合時,，則可以考慮用相同功率的模塊并聯(lián)。
4 實驗波形和結語
圖4是上下功率管在實現(xiàn)ZVS時的驅動電壓與相應漏源電壓波形,。由圖4可以看出,，上下管均很好地實現(xiàn)了零電壓開關。
(a)上管
(b)下管
圖4 逆變器功率管驅動（上曲線）與漏源電壓（下曲線）
圖5是空載輸出電壓與電感電流,。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流,。空載時由于電感上的電流在半個周期內均可以過零,，因而此時功率管可以較好地實現(xiàn)軟開關,；而滿載時電感電流瞬時值過零的范圍明顯減少，此時上很難實現(xiàn)軟開通,。要進一步確定電感取值與負載,、ZVS實現(xiàn)的范圍以及電路效率之間的關系除了理論分析外，也還需要進行大量的實驗,。圖7為逆變器的效率曲線,，阻性滿載的輸出效率約為92％。
圖5 空載輸出電壓與電感電流
圖6 阻性滿載輸出電壓及電感電流
圖7 逆變器的效率
