電動汽車在運行過程中，頻繁地加速減速,、起動制動,，需要利用雙向DC/DC變換器將電池的電壓升高以獲得穩(wěn)定的直流母線電壓。另外,，在電動汽車制動時,，需要通過雙向DC/DC變換器將能量回饋到電池，使其效率提高,。
    參考文獻[1]通過對比幾種典型雙向DC/DC變換器發(fā)現(xiàn),，在相同條件下半橋型雙向DC/DC變換器電路元件所承受的電壓電流應(yīng)力較小?；景霕蛐屯?fù)浣Y(jié)構(gòu)運用在大功率負(fù)載時,，所需開關(guān)器件等級仍然較高、電感較大,、體積龐大,、能量密度較低。為了減小變換器體積,，增大功率等級,，參考文獻[2-3]采用多重化半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，降低了開關(guān)管功率等級,，減小所用電感和電壓電流紋波,，但開關(guān)損耗問題仍有待解決。參考文獻[4]采用一個震蕩電感加二重雙向DC/DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),，運用軟開關(guān)技術(shù)提高效率，但增加了一個電感元件和兩個開關(guān),，導(dǎo)致成本增加,。
    為獲得較高的功率密度，可將變換器設(shè)計在非連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）,，但其紋波較大,，故采用多重化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以彌補其缺陷，由此所需電感進一步減小[3]。另外,，在DCM模式下,，主開關(guān)關(guān)斷的頻率是其負(fù)載電流頻率的兩倍，開關(guān)的關(guān)斷損耗增大,，DCM模式使得變換器效率降低[5],。本文采用一種控制型軟開關(guān)技術(shù)[6]，不需要額外增加半導(dǎo)體器件,，通過合理控制實現(xiàn)軟開關(guān),，從而減小了開關(guān)損耗，提高了變換器效率,。
1 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制策略
1.1 變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理
    本文采用的三重交錯式雙向DC/DC變換器由三個典型半橋式雙向DC/DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)交錯并聯(lián)而成,，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

    三個基本半橋的導(dǎo)通時間依次互錯1/3周期,，且在每個周期導(dǎo)通時間相同,，因此電感電流也依次互錯1/3周期，從而減小總電流的紋波,。
    當(dāng)正向運行,，即升壓運行時，下部開關(guān)Sd1,、Sd2,、Sd3處于斬波狀態(tài)，為主開關(guān),，上部開關(guān)Su1,、Su2、Su3與同臂下部開關(guān)互補,，為輔助開關(guān),。當(dāng)反向運行，即降壓運行時,，上部開關(guān)與下部開關(guān)主輔職能調(diào)換,。
    為了達到軟開關(guān)目的，在實際運行中上下開關(guān)驅(qū)動信號加入的死區(qū)時間,，利用電感電流恒流源作用,，使上下開關(guān)各自并聯(lián)的小電容能量在死區(qū)時間內(nèi)得以交換，從而達到ZCS和ZVS,。下面僅以單重半橋型雙向DC/DC變換器拓?fù)浼右哉f明,。
    圖1中，iL1為電感L1的電流,，規(guī)定如圖1中方向為正方向,；Co為濾波電容,；FWDu1及FWDd1分別為開關(guān)Su1和Sd1反向并聯(lián)的二極管；Cu1,、Cd1為兩開關(guān)并聯(lián)的小電容,。低壓側(cè)Vin由蓄電池或超級電容供電，高壓側(cè)Vo接電機等負(fù)載,。當(dāng)電機正向運行時,，Sd1為斬波開關(guān)，Su1為輔助開關(guān),，能量由低壓側(cè)Vin流向高壓側(cè)Vo,；當(dāng)電機發(fā)生制動時，能量反向流動,，上,、下開關(guān)職能調(diào)換。現(xiàn)僅以boost工作模式加以說明,。圖2所示為升壓模式下6個工作模態(tài)的關(guān)鍵波形,。

    模式1(T0≤t＜T1）
    由于變換器工作在DCM狀態(tài)，電感L1較小,，在T0時刻,，i_L1達到負(fù)向最小值i_L1(T0)，二極管FWDd1 ZVS導(dǎo)通,。電感電流線性增加,，此狀態(tài)以開關(guān)Sd1獲得導(dǎo)通驅(qū)動信號為止。
  
    二極管FWDd1自然導(dǎo)通,，開關(guān)Sd1擁有導(dǎo)通驅(qū)動信號,，但由于電感電流iL1仍為負(fù)，開關(guān)Sd1未導(dǎo)通,，此狀態(tài)以電感電流iL1上升至零截止,。
    
1.2 變換器的控制策略
    本文采用電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)，可穩(wěn)定直流母線電壓,，即DC/DC變換器高壓側(cè)電壓,，使其不隨蓄電池電壓變化而變化；此外,，在負(fù)載變化時,，保證了直流母線電壓在較快時間內(nèi)得以穩(wěn)定。
    采用電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié),，可以將電動汽車制動剎車時直流母線側(cè)能量以可控的方式對蓄電池組進行充電,；另一方面，共用一個電壓外環(huán),，保證并聯(lián)各個基本變換器電應(yīng)力和熱應(yīng)力的均勻合理分配,，以實現(xiàn)電源系統(tǒng)中各基本變換器自動平衡均流[7]。本文采用雙閉環(huán)控制方式,，如圖3所示,。

    為了使多重式結(jié)構(gòu)變換器的每個基本單元在其他單元發(fā)生故障時仍能繼續(xù)獨立工作，每個基本單元變換器擁有獨立的PWM發(fā)生模塊,。
2 軟開關(guān)實現(xiàn)條件
    本文利用DCM運行下電感電流反向和互補開關(guān),，沒有額外的半導(dǎo)體器件。變換器電感與開關(guān)的并聯(lián)小電容在死區(qū)時間內(nèi)相互配合,，使兩電容能量相互交換,，以達到軟開關(guān)目的。
    若使變換器在boost模式與buck模式均達到軟開關(guān)目的,，首先應(yīng)滿足DCM運行基本條件；另外，在死區(qū)時間內(nèi),，電感電流要具有抽取電容電能,，以使兩電容能量可以交換。以boost模式為例,，DCM模式運行基本條件：

    由式(2),、(3)得知，在兩個死區(qū)時間相同情況下,，只需滿足反向電感電流的軟開關(guān)條件,，正向電感電流的軟開關(guān)條件也會得到滿足。
    由式(3)得知,，在不同負(fù)載下,，電感L的平均值IL不同，因此反向電感電流峰值也不同,。為使變換器在不同功率下設(shè)置的死區(qū)時間不變,，且均可達到軟開關(guān)目的，在電感電流平均值最大時Imax L(即滿負(fù)載),，得出的電感電流反向最大值I-max即為在不同功率下的最小值,。若死區(qū)時間滿足滿負(fù)載下的軟開關(guān)條件，則一定滿足不同功率下軟開關(guān)的條件,。
3 仿真驗證
    針對電動汽車在運行過程中駕駛員的頻繁加速,、減速及起動、制動等操作,，為了驗證上述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的正確性,，進行了仿真驗證，所用參數(shù)如表1所示,。

    (1)變換器在t=0.025 s時,，負(fù)載功率由2P/3突變?yōu)闈M負(fù)載P,，模擬電動汽車加速運行。當(dāng)t=0.15 s時,，電路達到穩(wěn)定狀態(tài),；當(dāng)t=0.025 s時，電壓因負(fù)載突變,；而t=0.007 5 s時,，很短時間內(nèi)恢復(fù)給定電壓，電流也快速達到另一穩(wěn)態(tài),。本文電流內(nèi)環(huán)采用三個獨立的PWM發(fā)生器,，具有較快的動態(tài)響應(yīng)。
    (2)變換器升壓工作時,，以第三個基本單元為例,，在負(fù)載功率為2P/3下主開關(guān)Sd3，輔助開關(guān)Su3,，及各自并聯(lián)二極管FWDd3,、FWDu3的仿真波形及電感電流波形如圖4所示。采用此種控制性軟開關(guān)技術(shù),，使主開關(guān),、輔助開關(guān)以及兩并聯(lián)二極管在不同負(fù)載下其電壓、電流錯位,，即均可達到軟開關(guān)效果,。采用三重交錯式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，電感電流紋波減小到原來的三分之一,，有效彌補了DCM運行模式紋波大的缺陷,。

    本文采用多重半橋式雙向DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，利用DCM模式下電感電流反向的特點,，以反方向運行時主開關(guān)為輔助開關(guān),，沒有額外添加半導(dǎo)體器件。實現(xiàn)了主開關(guān)的零電壓開通和零電流關(guān)斷,，輔助開關(guān)的零電壓開通,、零電流關(guān)斷，以及主開關(guān)與輔助開關(guān)并聯(lián)二極管的零電壓導(dǎo)通,、零電流關(guān)斷,，提高了整體變換器效率。使得多重交錯式結(jié)構(gòu)有效減小了電感電流紋波,。在控制方式上采用共用一個電壓環(huán),，即共用一個電感電流參考值，解決了并聯(lián)結(jié)構(gòu)的均流問題,，三個獨立的電流內(nèi)環(huán)加快了變換器的響應(yīng)速度,、提高了安全性,。本文分析了此變換器的工作原理、控制策略,，并對其進行了仿真實驗,，驗證了理論分析的正確性與可行性。
參考文獻
[1] SCHUPBACH R M,，BALDA J C．Comparing DC-DC converters for power management in hybrid electric vehicles[C]．IEEE International Electric Machines and Drives Conference，2003．
[2] 陳明,，汪光森,，馬偉明，等．多重化雙向DC-DC變換器電流紋波分析[J]．繼電器,，2007,，35(4)：66-70．
[3] Xu Haiping，PENG F Z,，Li Kong．Multi-phase DC-DC converter with bi-directional power flow ability for
     distributed generation system[C]．Power Electronics Specialists Conference,，2008．
[4] HA D H，PARK N J,，LEE K J,，et al.Interleaved bidirectional DC-DC converter for automotive electric systems[C]．Conference Record-IAS Annual Meeting．2008.
[5] Huang Xudong，Wang Xiaoyan,，F(xiàn)ERRELL．J,，et al.Parasitic ringing and design issues of high power interleaved boost converters[C]．Power Electronics Specialists Conference，2002．
[6] 顧亦磊,，陳世杰,，呂征宇，等．控制型軟開關(guān)變換器的實現(xiàn)策略[J]．中國電機工程學(xué)報,，2005,，25(6)：55-59．
[7] 徐德鴻．電力電子系統(tǒng)建模及控制[M]．北京：機械工業(yè)出版社，2005.