低電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器通常用于移動(dòng)設(shè)備,，以便將電池電壓(1.2V 至4.2V)提升到較高的電壓水平（如1.5至20V），從而為應(yīng)用電路供電,。在這個(gè)電壓范圍里，傳導(dǎo)損耗是主要的考慮因素,。市面上存在許多專門設(shè)計(jì)用于這些應(yīng)用的器件,，連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM)是這些器件的主要工作模式。

 　　高電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器通常用作具有90V至270V AC輸入和約400V DC輸出的PFC轉(zhuǎn)換器,，在這些應(yīng)用中,，傳導(dǎo)損耗并不像在低電壓升壓轉(zhuǎn)換器中那么重要，需要更多地考慮開關(guān)損耗和抗噪聲能力,。因而PFC控制器通常采用某些特別的設(shè)計(jì)要素如臨界導(dǎo)通 (CRM)工作模式,、更高的電流感測(cè)電壓。PFC控制器由于市場(chǎng)巨大而被廣泛使用,。

 　　LED TV背光應(yīng)用需要24V DC輸入,、 180V DC 0.4A輸出升壓轉(zhuǎn)換器，相比前面提到的低電壓和高電壓范圍升壓轉(zhuǎn)換器,，這類中等電壓升壓轉(zhuǎn)換器很少用于消費(fèi)電子產(chǎn)品,。在這種電壓和額定功率值范圍中，傳導(dǎo)損耗,、開關(guān)損耗和抗噪聲能力均需予以考慮,，很難找到一款適合的較廉價(jià)的器件。

拓?fù)浜推骷x擇考慮事項(xiàng)

 　　在設(shè)計(jì)消費(fèi)產(chǎn)品解決方案時(shí),，始終需要避免使用昂貴的拓?fù)浜推骷?。而且，由于DC輸入節(jié)點(diǎn)和輸出節(jié)點(diǎn)(LED陣列)均位于次級(jí)端,，因而LED背光照明級(jí)無需進(jìn)行隔離,。即便我們還有軟開關(guān)諧振半/全橋拓?fù)涞绕渌x擇，升壓（boost）拓?fù)涫荓ED TV背光照明電源應(yīng)用的最佳核心拓?fù)洹?/p>

 　　考慮到用于移動(dòng)設(shè)備的升壓控制器具有高PWM頻率 (通常為500 KHz 至6MHz)和低噪聲兼容性(電壓模式或低電流感測(cè)電壓),。用于AC/DC電源的PWM控制器似乎更合適,，因其具有高柵極驅(qū)動(dòng)電壓 (超過10V)和高電流感測(cè)電壓(通常為0.5V-1.2V)。但是,，大多數(shù) AC/DC PWM控制器的工作頻率為50 kHz至100 kHz,。這種頻率范圍對(duì)于90-270VAC輸入的電源是合適的,，因?yàn)樗軌蚱胶忾_關(guān)損耗和電感元件尺寸。不過,，對(duì)于24VDC輸入電源,，該頻率有些低，因?yàn)榈凸ぷ黝l率需要使用大電感器,。

 　　CRM PFC控制器是最佳的選擇,，因?yàn)樗粌H具備AC/DC PWM控制器的優(yōu)勢(shì)(高柵極驅(qū)動(dòng)電壓和高電流感測(cè)電壓)，還能夠通過選擇電感將工作頻率設(shè)置為最佳數(shù)值(200 kHz),。即便CRM PFC控制器的反饋回路在電壓模式下工作,，但是其鋸齒波發(fā)生器和比較器內(nèi)置在芯片中，并具有足夠大的振幅,。因而,，在噪聲兼容性方面不會(huì)出現(xiàn)問題。

提高效率

 　　使用標(biāo)準(zhǔn)CRM PFC控制器來實(shí)現(xiàn)升壓轉(zhuǎn)換器,，因?yàn)榫哂邢鄬?duì)較低的輸入/輸出電壓和臨界導(dǎo)通模式工作方式,，開關(guān)損耗并不是問題，其問題在于傳導(dǎo)損耗,。圖1所示為升壓轉(zhuǎn)換器中的主要傳導(dǎo)損耗來源,。

 　　我們可以看到導(dǎo)通期間的傳導(dǎo)損耗來自于Rsense、Rdson和Rcoil,，本文不討論減小Rcoil的方法,，下面將分別探討如何減小Rsense和Rdson。

 　　在PFC應(yīng)用中,，Rsense值由最大額定功率來決定,，在出現(xiàn)異常過流情況時(shí)，Rsense上的電壓應(yīng)當(dāng)達(dá)到逐脈沖限流電平（Vcslim）,，需要保留 10% 的余量范圍,，因而可由下式計(jì)算Rsense ：

 

 　　對(duì)于本文探討的應(yīng)用，我們同樣應(yīng)當(dāng)遵循這個(gè)公式,。Rsense的功耗為：

,，因而

 　　我們可以看到Rsense的功耗與Vcslim成比例。標(biāo)準(zhǔn)PFC控制器的Vcslim約為0.5V至1.2V,，以期避免噪聲帶來的錯(cuò)誤觸發(fā),。在FAN7930CM 中Vcslim為0.8V。因?yàn)檩斎腚妷合鄬?duì)較高,，而IQRMS相對(duì)較低,，這個(gè)數(shù)值對(duì)于PFC應(yīng)用是合適的。但對(duì)于24V輸入應(yīng)用，這一電壓太高,，使得PRsense 過大,。例如，我們使用飛兆半導(dǎo)體公司提供的設(shè)計(jì)工具,，計(jì)算72W PFC (90VAC輸入,、400V/0.18A輸出)的Rsense的功耗。我們得到結(jié)果：Rsense = 0.289Ω,，Rsense的功耗為0.22W,。然后得出Rsense上的效率損失為0.22/72×100%=0.31%，如果我們使用相同的設(shè)計(jì)工具,，計(jì)算具有24V輸入,、180V/0.4A輸出的72W PFC控制器，其結(jié)果為：Rsense = 0.077Ω,，Rsense的功耗為0.96W,，因而效率損失為0.96/72×100%=1.33%，相比90VAC輸入狀況高出三倍,。

 　　為了減小Rsense的功耗,，我們?cè)O(shè)計(jì)了如圖2所示的“電壓墊高(Voltage block up)”電路,，使用分壓器R1和 R2在Vrs和Vsense引腳之間引入一個(gè)電壓差,，通過這個(gè)電壓差，Vsense能夠以較低的Rsense電壓來達(dá)到 Vcslim,。

 　　在圖3中,， 我們可以看到通過增添R1和R2，即便Rsense上的電壓降比Vcslim低很多,，Vsense也能夠達(dá)到(Vcslim/1.1)水平,。這樣可以降低Rsense的功耗。例如,，在不使用R1和R2的情況下,，如果Rsense為0.077Ω，當(dāng)Ipk=10.39A,，Vsense則為0.8V,。如果Vgate=11V，R1=10KΩ,，R2=400Ω,，Rsense=0.0375Ω，當(dāng)Ipk=10.39A,，Vsense也可達(dá)到0.8V,。但是，如果Rsense=0.0375Ω,，Rsense的功耗則為0.47W,，效率損失為0.47/72×100%=0.65%,，相對(duì)于使用0.77Ω Rsense，效率則可以提高0.68%,。

　　在MOSFET晶片尺寸和封裝相同的情況下,，如果Vdss增加，MOSFET 的Rdson會(huì)增大,。例如,，飛兆100V MOS器件FDD86102的Rdson 為24 mΩ。但是對(duì)于具有相同封裝和價(jià)格的 250V MOS器件FQD16N25C,，Rdson為270 mΩ,。MOSFET器件的傳導(dǎo)損耗在24mΩ和270 mΩ條件下的差別很大，我們使用相同設(shè)計(jì)工具計(jì)算了24VAC輸入,、 180V/0.4A輸出PFC轉(zhuǎn)換器Rdson的傳導(dǎo)損耗,。其數(shù)值分別是0.9W和10.08W。顯然,，270 mΩ Rdson是不可接受的,。在標(biāo)準(zhǔn)升壓拓?fù)渲校瑸榱颂峁?80V輸出電壓,，需要使用250V MOSFET以獲得足夠的Vdss余量,。在這種情況下，減小傳導(dǎo)損耗的標(biāo)準(zhǔn)途徑是選擇一個(gè)Rdson較低的MOSFET器件,。不過,，在相同Vdss下，Rdson較低的MOSFET器件不僅昂貴,，而且具有較大的Coss,。較大的Coss意味著較大的關(guān)斷損耗。這里,，我們找到了另一種減小傳導(dǎo)損耗的方法,。就是使用100V MOSFET器件如FDD86102，將24V電壓提升到180V,，當(dāng)然,，必須采用特殊的方法解決電壓?jiǎn)栴}，如自耦變壓器,。

 　　圖4所示為使用自耦變壓器替代電感器的升壓轉(zhuǎn)換器,，在導(dǎo)通期間，電流流經(jīng)紅色的路徑就象標(biāo)準(zhǔn)升壓轉(zhuǎn)換器的一樣,，而在關(guān)斷期間,，電流則經(jīng)過綠色路徑。MOSFET漏極上的電壓為：

 　　如果我們輸入 N1=3T, N2=7T, Vdiode=1V, Vout=180V, Vin=24V, 則Vd為：

 　　因而可以使用100V MOSFET器件。

設(shè)計(jì)示例和測(cè)試結(jié)果

 

　　圖 5所示為飛兆半導(dǎo)體用于LED背光照明電源的評(píng)估電路板的示意圖,。

 　　U4, Q35, T3, D36和外部元件構(gòu)成了這個(gè)升壓轉(zhuǎn)換器,，繞組6-10用于實(shí)現(xiàn)零電流檢測(cè)(ZCD)，D37, C42, R39, R40具有兩項(xiàng)功能,，一項(xiàng)功能是作為箝位線路,，吸收N1和N2之間的泄漏電感引起的電壓脈沖，另一項(xiàng)功能是監(jiān)視Q35的漏極電壓,，反饋至U4的引腳1,，實(shí)現(xiàn)過電壓保護(hù)。

 圖6

 圖7

 　　圖6是評(píng)估電路板頂部,、底部和側(cè)面照片,。我們可以看到，增添R38,，效率提高了1.09%,。圖7是使用/不使用Vrsense 電壓墊高電路(R38)的波形差別示意圖。表2是使用/不使用自耦變壓器的結(jié)果比較,。如果不使用自耦變壓器,，應(yīng)當(dāng)去掉D37，將D37的陰極連接到24V Vin,。我們可以看到使用自耦變壓器,，效率提高了14.06%，圖8所示為波形比較,。

 表1：使用/不使用Vrsense電壓墊高電路(R38)的結(jié)果比較

 

 表2：使用/不使用自耦變壓器的結(jié)果比較

 圖8

 本文小結(jié)

 　　標(biāo)準(zhǔn)CRM PFC控制器就其特性,、通用性和低價(jià)格而言,，適用于中等電壓升壓轉(zhuǎn)換器,。傳導(dǎo)損耗是其應(yīng)用的主要挑戰(zhàn)。采用電壓墊高電路能夠降低Rsense所需的峰值電壓以期提升轉(zhuǎn)換器的效率,。在升壓轉(zhuǎn)換器中采用自耦變壓器,，允許使用低Vdss MOSFET器件以減小Rdson，從而顯著提升效率,。評(píng)估電路板的測(cè)試結(jié)果證實(shí)這一思路是可行的,。