中心議題：

• 體二極管的反向恢復(fù)電荷
• 分析MOSFET" title="MOSFET">MOSFET功耗產(chǎn)生機(jī)制
• 優(yōu)化SR" title="SR">SR MOSFET以提高效率

解決方案：

• 建立MOSFET功耗模型
• SR MOSFET關(guān)斷性能分析

80 PLUS® 計(jì)劃的推行，要求將開關(guān)電源" title="開關(guān)電源">開關(guān)電源（SMPS）的系統(tǒng)總體能效提高至90%,。隔離式電源轉(zhuǎn)換器的次級整流產(chǎn)生的嚴(yán)重的二極管正向損耗是主要的損耗,。因此，只有利用同步整流" title="同步整流">同步整流（SR）,，才可能達(dá)到如此高的能效水平,。要實(shí)現(xiàn)理想的開關(guān)性能，必須充分理解SR MOSFET的功耗產(chǎn)生機(jī)制,。本文分析了SR MOSFET的關(guān)斷過程,，并且提出了一個(gè)用于計(jì)算功耗以優(yōu)化系統(tǒng)能效的簡單模型,。

1. 導(dǎo)言

隨便看一個(gè)開關(guān)電源，你都可以在電源轉(zhuǎn)換器的二次側(cè)發(fā)現(xiàn)一個(gè)整流級,。整流級的任務(wù)是對經(jīng)由變壓器從SMPS的一次側(cè)轉(zhuǎn)移至二次側(cè)的方波電源信號進(jìn)行整流,。SMPS通常利用功率二極管來實(shí)現(xiàn)整流（請參見圖1）。但是,，功率二極管具有0.5 V乃至更高的正向壓降,，并且會(huì)產(chǎn)生較高輸出電流，因此會(huì)造成嚴(yán)重的導(dǎo)通損耗,，從而大大影響整個(gè)電源轉(zhuǎn)換器的能效,。為了最大限度地降低這些整流損耗，可以利用最新功率MOSFET來代替二極管,。最新的功率MOSFET能夠大幅降低導(dǎo)通損耗,，特別是在輸出電流較高的情況下。在考慮低負(fù)載效率時(shí),，關(guān)注的焦點(diǎn)不是導(dǎo)通損耗,，而是開關(guān)損耗。因?yàn)橄啾扔诙O管,，MOSFET的開關(guān)損耗高得多,。對系統(tǒng)能效的其他重要影響來自柵極驅(qū)動(dòng)和旨在遏制關(guān)斷過程中的過電壓尖峰的緩沖網(wǎng)絡(luò)。這是一個(gè)十分復(fù)雜的系統(tǒng),，因此,，必須深刻理解所有參數(shù)相互之間的關(guān)系，才能優(yōu)化系統(tǒng)能效,。

圖1. 同步整流與二極管整流之比較

2. SR MOSFET關(guān)斷性能分析

為便于理解SR開關(guān)的關(guān)斷過程,，圖2所示為幾個(gè)最重要的波形的示意圖。

圖2. SR MOSFET的關(guān)斷性能（按不同開關(guān)點(diǎn)分段）

分析首先從開關(guān)的導(dǎo)通狀態(tài)開始：此時(shí),，柵極電壓很高,，漏源電壓幾乎為零，電流從源極流向漏極,。在點(diǎn)1時(shí),，柵極被關(guān)斷。在UDS波形中,，這表現(xiàn)為柵極電容CG放電產(chǎn)生的負(fù)電壓驟降很小,。此放電會(huì)在MOSFET的源極連接處產(chǎn)生具有大的電流變化（di/dt）的電流峰值。在感應(yīng)作用下,，源極的這種電感會(huì)引起UDS波形發(fā)生壓降,。
    等式1

點(diǎn)2時(shí)，MOSFET通道關(guān)斷,，然而,，在輸出扼流圈的驅(qū)動(dòng)下,，電流不得不繼續(xù)流動(dòng)。這迫使電流轉(zhuǎn)而流向MOSFET的體二極管,，使得開關(guān)發(fā)生負(fù)電壓降UD,。在圖2中，這段時(shí)間被標(biāo)記為tD,。在點(diǎn)3開啟一次側(cè)之后,，電流不得不下降。如果一次側(cè)MOSFET的開啟速度很快,，那么,，二次側(cè)的環(huán)路電感將限制電流換向，從而形成恒定的di/dt,。在這個(gè)階段（tramp）,，漏源電壓波形會(huì)出現(xiàn)一個(gè)MOSFET的源極電感造成的電壓降，并且受負(fù)di/dt的影響,，漏源電壓現(xiàn)在也轉(zhuǎn)為正向,。當(dāng)電流穿過零位線（點(diǎn)4）后，電流不再流經(jīng)體二極管,。因此,，二極管上的正向壓降也變?yōu)榱悖瑢?dǎo)致UDS波形再次發(fā)生一個(gè)值為體二極管正向壓降UD的正向壓降,。穿過零位線后,，電流以不變的di/dt保持流動(dòng)。不過,，現(xiàn)在電流的方向?yàn)樨?fù),，正在將體二極管的反向恢復(fù)電荷Qrr*移走，并對MOSFET的輸出電容Coss充電,。在這種情況下,，Qrr*僅被視為MOSFET體二極管的反向恢復(fù)電荷，而數(shù)據(jù)手冊中的Qrr則是按照J(rèn)EDEC標(biāo)準(zhǔn)測得的,，因此,，除體二極管Qrr*之外，還包含部分MOSFET輸出電荷Qoss（詳細(xì)情況請參見第4節(jié)）,。在對Coss充電的同時(shí),，MOSFET的電壓也開始朝著變壓器電壓升高。點(diǎn)5時(shí),，達(dá)到最高反向電流Irev_peak，也就是說,，經(jīng)過充電現(xiàn)在Coss已經(jīng)達(dá)到變壓器電壓,。在理想狀況下,，這個(gè)系統(tǒng)現(xiàn)在應(yīng)當(dāng)處于穩(wěn)定狀態(tài)，但是,，系統(tǒng)中仍然存在如下電量：

   等式2

現(xiàn)在,，這種感應(yīng)電量將觸發(fā)LC振蕩電路，并迫使雜散電感Lstray中存儲(chǔ)的電量被轉(zhuǎn)移至MOSFET的輸出電容,，從而產(chǎn)生關(guān)斷時(shí)的過電壓尖峰,。LC電路的性能取決于變壓器的電感、布局,、封裝和MOSFET Coss,，如圖3所示。

圖3. 電流倍增器SR中的LC關(guān)斷振蕩電路

LC電路的振蕩頻率為
    等式3

并且,，環(huán)路的寄生電阻會(huì)抑制振蕩（Coss = MOSFET的輸出電容,， Lstray = Lsource + Ldrain + LPCB + Ltransformer）。僅當(dāng)二次側(cè)的環(huán)路電感限制了電流換向時(shí),，此處討論的波形形狀才有效,。這就意味著，限制di/dt的不是一次側(cè)MOSFET的開啟速度,，而是電源的二次側(cè)的雜散電感,。

3. 建立MOSFET功耗模型

在設(shè)計(jì)基于SR的高能效電源時(shí)，必須準(zhǔn)確地知道SR MOSFET中的功耗源自何處,。下面,，按照理想的MOSFET開關(guān)性能，確定了功耗的所有重要來源,。

導(dǎo)通損耗取決于MOSFET的RDS(on),，可通過如下公式計(jì)算得到：
    等式4

這里，IRMS是流經(jīng)MOSFET的電流,，而不是轉(zhuǎn)換器的輸出電流,。

為確保兩個(gè)SR MOSFET之間的互鎖，以避免出現(xiàn)直通電流,，必須實(shí)現(xiàn)一定的死區(qū)時(shí)間,。因此，在開啟一次側(cè)之前,，必須關(guān)斷相應(yīng)的MOSFET,。這將導(dǎo)致電流從MOSFET溝道，轉(zhuǎn)而流向MOSFET體二極管,，而這又會(huì)使漏源極電壓發(fā)生負(fù)電壓降（圖1）,。這段時(shí)間被稱為體二極管導(dǎo)通時(shí)間tD。利用下列參數(shù)，即可算出二極管功耗：體二極管的正向壓降UD,、從源極流向漏極的體二極管電流ISD,、體二極管導(dǎo)通時(shí)間tD和電源轉(zhuǎn)換器開關(guān)頻率fsw：
    等式5

SR MOSFET的柵極驅(qū)動(dòng)損耗取決于柵極電荷Qg、柵極驅(qū)動(dòng)電壓Ug和開關(guān)頻率fsw：
    等式6

這些損耗是由MOSFET的柵極電荷造成的,，而柵極電荷則消散在柵極晶體管和柵極驅(qū)動(dòng)器中,。

SR MOSFET關(guān)斷過程中，輸出電荷Qoss和反向恢復(fù)電荷Qrr*也會(huì)產(chǎn)生損耗,。其計(jì)算公式可從SR MOSFET關(guān)斷性能的簡化模型（圖4）推導(dǎo)得到,。

圖4. SR MOSFET關(guān)斷的簡化模型

通過對電流波形的三角形形狀和MOSFET的恒定輸出電容的粗略估算，可以計(jì)算出MOSFET關(guān)斷過程產(chǎn)生的電量,。如果電流換向受到電感的限制（大多數(shù)應(yīng)用都是這樣）,，則可假定電流波形為三角形形狀。要計(jì)算在特定變壓器電壓UT條件下,，MOSFET的等效恒定電容Cconst,，必須知道時(shí)變非線性輸出電容coss(t)：
   等式7

要計(jì)算MOSFET關(guān)斷過程中的開關(guān)損耗，必須首先確定反向電流峰值Irev_peak：
    等式8

根據(jù)變壓器電壓和電流變換環(huán)路中的電感,，可以計(jì)算出di/dt：
   等式9

現(xiàn)在,，可以計(jì)算出開關(guān)電荷Qsw=Qoss+Qrr*：
   等式10

由此推導(dǎo)，可以計(jì)算出開關(guān)感應(yīng)電量：
    等式11

達(dá)到電流峰值tIpeak時(shí),，雜散電感中會(huì)儲(chǔ)存感應(yīng)電量,，Coss中也會(huì)儲(chǔ)存電容電量。因此,，可以進(jìn)行電量比較：
   等式12

然后,，這些電量將被轉(zhuǎn)移至MOSFET的輸出電容（圖4），并在此產(chǎn)生過電壓尖峰,，繼而,，這些電量將被LC振蕩電路的電阻部分消耗（圖1，點(diǎn)6）,。于是,，可以得出關(guān)斷過程中的功耗：
     等式13

計(jì)算的準(zhǔn)確性取決于MOSFET的開關(guān)性能。必須確保不會(huì)發(fā)生諸如動(dòng)態(tài)開啟或雪崩等二次效應(yīng),。此外,，硬開關(guān)拓?fù)淇蓪?shí)現(xiàn)最佳結(jié)果。任何諧振軟開關(guān)拓?fù)渚赡軐?dǎo)致偏差,。在這種情況下,，可以對MOSFET進(jìn)行優(yōu)化以獲得較低RDS(on)，因?yàn)榭梢曰厥绽瞄_關(guān)過程產(chǎn)生的部分電量,。

4. 體二極管的反向恢復(fù)電荷

對于優(yōu)化能效,，MOSFET內(nèi)部的體二極管具有關(guān)鍵作用,。在每個(gè)開關(guān)循環(huán)中，在MOSFET被關(guān)斷之前,，體二極管通常會(huì)通電,，反向恢復(fù)電荷Qrr*也由此積聚起來。在第3節(jié)中已經(jīng)提到,，數(shù)據(jù)手冊中所載Qrr與實(shí)際Qrr*有所出入。數(shù)據(jù)手冊中的值是按di/dt為100 A/μs測得的,，二極管被施以最高漏極電流,，并且MOSFET關(guān)斷前的導(dǎo)通時(shí)間長達(dá)500 μs左右甚至更長。因此,，所測得的值是盡可能最高的Qrr*,。此外，JEDEC標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定的測定方法不僅包含了Qrr*,，而且包含MOSFET的部分輸出電荷,，因而得到的總值很高，與實(shí)際值不相符,。需要強(qiáng)調(diào)的是,，雖然在實(shí)際應(yīng)用中，di/dt可能高達(dá)1000 A/μs,，并且di/dt越高,，Qrr*也越高。但是,，Qrr*主要取決于電流和二極管導(dǎo)通時(shí)間,。由于在實(shí)際應(yīng)用中，電流僅為最高漏極電流的一半甚或更低,，并且二極管導(dǎo)通時(shí)間僅為50 ns至150 ns,，因此實(shí)際Qrr*值比數(shù)據(jù)手冊中的值低得多。

圖 5. Qrr*與體二極管充電時(shí)間的關(guān)系

如圖5所示,，MOSFET柵極定時(shí)對實(shí)際有效的Qrr*值有很大的影響,。在MOSFET關(guān)斷之前，體二極管通電的時(shí)間越長,，所積聚的反向恢復(fù)電荷就越多,。這會(huì)降低效率，并且導(dǎo)致更高的關(guān)斷時(shí)過電壓尖峰,。以圖5中所示的第2個(gè)解決方案為例,。在體二極管導(dǎo)通時(shí)間僅為20 ns至140 ns的理想狀況下，功耗增加0.5W左右（變壓器電壓= 40 V,，開關(guān)頻率= 125 kHz）,，這個(gè)功耗會(huì)對效率造成顯著影響,，特別是在低負(fù)載條件下。取決于MOSFET技術(shù)和體二極管導(dǎo)通時(shí)間,，Qrr*的影響往往是次要的,，因?yàn)橥ǔ］敵鲭娙莶攀侵饕挠绊懸蛩亍Ａ硗?，?shù)據(jù)手冊中未提供與應(yīng)用有關(guān)的Qrr值,。

5. 優(yōu)化SR MOSFET以提高效率

要優(yōu)化SR MOSFET以提高效率，必須在開關(guān)損耗與導(dǎo)通損耗之間找到最佳平衡點(diǎn),。在輕負(fù)載條件下,，RDS(on)導(dǎo)通損耗的影響微乎其微，因?yàn)橹挥猩倭侩娏髁鹘?jīng)MOSFET,。在這種情況下,，在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)基本保持不變的開關(guān)損耗是主要損耗。但是,，當(dāng)輸出電流較高時(shí),，導(dǎo)通損耗則成為最主要的損耗，其占總功耗的比例也最高,，請參見圖6,。

圖6. 不同輸出電流條件下的功耗分布（IPP028N08N3 G；fsw = 125 kHz,、UT = 40 V）

在選擇最適當(dāng)?shù)腗OSFET時(shí),，必須特別注意RDS(on)值的范圍，如圖7所示,。當(dāng)RDS(on)超出最優(yōu)值時(shí)（更高RDS(on)）,，總功耗將線性增加。而當(dāng)RDS(on) 降至低于最優(yōu)值時(shí),，總功耗也會(huì)急劇上升,。此外，在圖7中可以看出,，可實(shí)現(xiàn)最低功耗的RDS(on)值范圍相當(dāng)寬,。

圖7. 功耗與RDS(on)值的關(guān)系（OptiMOS™3 80 V解決方案；VT = 40 V,，fsw = 150 kHz,，IMOSFET = 20 A，Vgate = 10 V）

當(dāng)RDS(on)在1毫歐姆至3毫歐姆范圍內(nèi)時(shí),，總功耗始終大致相同,。但是，在1毫歐姆以下,，RDS(on)僅下降0.5毫歐姆,，便會(huì)令總功耗提高一倍,，從而嚴(yán)重降低電源轉(zhuǎn)換器的效率。

圖8表明了在實(shí)際應(yīng)用中,，不同MOSFET RDS(on) 值范圍的影響,。圖中所示為在服務(wù)器電源中分別測得的IPP028N08N3 G和IPP057N08N3 G的值。

圖8. 服務(wù)器電源中兩個(gè)SR MOSFET RDS(on) 值范圍的實(shí)測效率比較

在輕負(fù)載條件下,，RDS(on) 值較高的MOSFET的效率也更高,。這個(gè)MOSFET具有較低的輸出電容和較低的柵極電荷，因而其開關(guān)損耗也更低,。另一方面,，隨著輸出電流的提高，其效率將逐漸降低,，反而RDS(on) 值較低的MOSFET的性能更好。要在整個(gè)輸出電流范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)最優(yōu)效率,，必須均衡考慮選擇最優(yōu)SR MOSFET,。

6. 結(jié)束語

本文介紹了一個(gè)用于分析開關(guān)電源轉(zhuǎn)換器同步整流級的功耗的方法。我們開發(fā)了一個(gè)簡單的分析模型,，以用于計(jì)算開關(guān)損耗,。借助這些工具，開發(fā)基于同步整流的開關(guān)電源的開發(fā)人員,，可以更有效地選擇最優(yōu)拓?fù)浜蚆OSFET,，可以大致計(jì)算SR功耗，能加快設(shè)計(jì)過程,，提高系統(tǒng)能效,。