隨著現(xiàn)代汽車用電設備種類的增多,，功率等級的增加,，所需要電源的型式越來越多,，包括交流電源和直流電源,。這些電源均需要采用開關變換器將蓄電池提供的+12VDC或+24VDC的直流電壓經過DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC,后級再經過DC-AC變換器轉換為工頻交流電源或變頻調壓電源,。對于前級DC-DC變換器，又包括高頻DC-AC逆變部分,、高頻變壓器和AC-DC整流部分,，不同的組合適應不同的輸出功率等級，變換性能也有所不同,。推挽逆變電路以其結構簡單,、變壓器磁芯利用率高等優(yōu)點得到了廣泛應用，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場合,；同時全橋整流電路也具有電壓利用率高,、支持輸出功率較高等特點,，因此本文采用推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流方案，設計了24VDC輸入-220VDC 輸出,、額定輸出功率600W的DC-DC變換器,，并采用AP法設計相應的推挽變壓器。

    1,、推挽逆變的工作原理

    圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓撲,。通過控制兩個開關管S1和S2以相同的開關頻率交替導通，且每個開關管的占空比d均小于50%,留出一定死區(qū)時間以避免S1和S2同時導通,。由前級推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓,，送至高頻變壓器原邊，并通過變壓器耦合,，在副邊得到交流高頻高電壓,，再經過由反向快速恢復二極管FRD構成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓,。由于開關管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓,，即2UI,而電流則是額定電流，所以,， 推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場合,。

    當S1開通時，其漏源電壓 uDS1只是一個開關管的導通壓降,，在理想情況下可假定 uDS1=0,而此時由于在繞組中會產生一個感應電壓,，并且根據(jù)變壓器初級繞組的同名端關系，該感應電壓也會疊加到關斷的S2上,，從而使S2在關斷時承受的電壓是輸入電壓與感應電壓之和約為2UI.在實際中,，變壓器的漏感會產生很大的尖峰電壓加在S2 兩端，從而引起大的關斷損耗,，變換器的效率因受變壓器漏感的限制,，不是很高。在S1和S2 的漏極之間接上RC緩沖電路,，也稱為吸收電路,，用來抑制尖峰電壓的產生。并且為了給能量回饋提供反饋回路,，在S1和S2 兩端都反并聯(lián)上續(xù)流二極管FWD,。

    2、開關變壓器的設計

    采用面積乘積（AP）法進行設計,。對于推挽逆變工作開關電源,，原邊供電電壓UI=24V,副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V,輸出電流IO=3A,開關頻率fs=25kHz,初定變壓器效率η=0.9,工作磁通密度Bw=0.3T.

    （1）計算總視在功率PT.設反向快速恢復二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

    3,、推挽逆變的問題分析

    3.1能量回饋

    主電路導通期間,，原邊電流隨時間而增加,，導通時間由驅動電路決定。

    圖2（a）為S1導通,、S2關斷時的等效電路,，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出,，經過S1流入電源UI負極,，即地，此時FWD1不導通,；當S1關斷時,，S2未導通之前，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因,，S1的端電壓將升高，并通過變壓器耦合使得S2的端電壓下降,，此時與S2并聯(lián)的能量恢復二極管FWD2還未導通,，電路中并沒有電流流過，直到在變壓器原邊繞組上產生上正下負的感生電壓,。如圖2（b）,；FWD2導通，把反激能量反饋到電源中去,，如圖2（c）,，箭頭指向為能量回饋的方向。

    3.2各點波形分析

    當某一PWN信號的下降沿來臨時,，其控制的開關元件關斷,，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，漏極產生沖擊電壓,，大于2UI,因為加入了RC緩沖電路,，使其最終穩(wěn)定在2UI附近。

    當S1的PWN 信號下降沿來臨,，S1關斷,，漏極產生較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯(lián)的反饋能量二極管FWD2導通,，形成能量回饋回路,，此時S2漏極產生較高的沖擊電流，見圖4,。

    4,、實驗與分析

    4.1 原理設計

    圖5為簡化后的主電路。輸入24V 直流電壓,，經過大電容濾波后,，接到推挽變壓器原邊的中間抽頭,。變壓器原邊另外兩個抽頭分別接兩個全控型開關器件IGBT,并在此之間加入RC吸收電路，構成推挽逆變電路,。推挽變壓器輸出端經全橋整流,，大電容濾波得到220V直流電壓。并通過分壓支路得到反饋電壓信號UOUT,。

    以CA3524芯片為核心,，構成控制電路。通過調節(jié)6,、7管腳間的電阻和電容值來調節(jié)全控型開關器件的開關頻率,。12、13 管腳輸出PWM脈沖信號,，并通過驅動電路,，分別交替控制兩個全控型開關器件。電壓反饋信號輸入芯片的1管腳,，通過調節(jié)電位器P2給2管腳輸入電壓反饋信號的參考電壓,，并與9管腳COM端連同CA3524內部運放一起構成PI調節(jié)器，調節(jié)PWM脈沖占空比,，以達到穩(wěn)定輸出電壓220V的目的,。

    4.2 結果與分析

    實驗結果表面，輸出電壓穩(wěn)定在220V,紋波電壓較小,。最大輸出功率能達到近600W,系統(tǒng)效率基本穩(wěn)定在80%,達到預期效果,。其中，由于IGBT效率損耗較大導致系統(tǒng)效率偏低,，考慮如果采用損耗較小的MOSFET,系統(tǒng)效率會至少上升10%~15%.

    注意事項：

    （1） 變壓器初級繞組在正,、反兩個方向激勵時，由于相應的伏秒積不相等,，會使磁芯的工作磁化曲線偏離原點,，這一偏磁現(xiàn)象與開關管的選擇有關，原因是開關管反向恢復時間的不同> 可導致伏秒積的不同,。

    （2）實驗中,，隨著輸入電壓的微幅增高，系統(tǒng)損耗隨之增大,，主要原因是變壓器磁芯產生較大的渦流損耗,，系統(tǒng)效率有所下降。減小渦流損耗的措施主要有：減小感應電勢,，如采用鐵粉芯材料,；增加鐵心的電阻率，如采用鐵氧體材料；加長渦流所經的路徑,，如采用硅鋼片或非晶帶,。

    5、結論

    推挽電路特別適用于低壓大電流輸入的中小功率場合,，并利用AP法設計了一種高頻推挽變壓器,。實驗結果表明推挽逆變-高頻變壓-全橋整流的方案達到了預期的效果，使輸出電壓穩(wěn)定在220V并具有一定的輸出硬度,，效率達到80%,為現(xiàn)代汽車電源的發(fā)展提供了一定的發(fā)展空間,。<