摘  要： 從開關(guān)變換器的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)出發(fā),，尋找簡單和方便的控制方式。根據(jù)正向輸出的Buck-Boost變換器工作的基本原理,，提出了一種新的功率因數(shù)校正電路結(jié)構(gòu),，給出了相應(yīng)的控制方法，并對其進(jìn)行了仿真,。該電路能夠利用電壓跟隨的方式實(shí)現(xiàn)PFC,。由于該電路能夠?qū)崿F(xiàn)降壓輸出，因此降低了對所有功率開關(guān)管的耐壓要求,，有利于提高變換器的轉(zhuǎn)換效率并降低成本,。
關(guān)鍵詞： 功率因數(shù)校正,；控制；仿真,；有源功率因數(shù)校正

　有源功率因數(shù)校正技術(shù)的研究主要集中在電路拓?fù)?、控制策略和建模分析等方面。其中電路拓?fù)涞难芯砍穗娏﹄娮蛹夹g(shù)中的基本變換器結(jié)構(gòu)外,，還針對一些特殊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),。利用這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)本身特性構(gòu)成所需要的PFC變換器，以實(shí)現(xiàn)提高電路性能,，降低成本的目的,?？刂撇呗缘难芯縿t主要是針對特定的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),，通過不同的數(shù)學(xué)和建模分析，尋找最優(yōu)或最合適的控制方法,，以提高整體電路的性能,，簡化控制電路，降低成本,。此外,，改進(jìn)開關(guān)器件的性能，也可以從整體上提高電路的性能,。
　在實(shí)際應(yīng)用中,，針對不同的應(yīng)用場合,，對有源功率因數(shù)校正電路的要求也是多種多樣的,。Boost型電路以其控制簡單，電流紋波較小等優(yōu)點(diǎn)得到了廣泛應(yīng)用,。從實(shí)現(xiàn)PFC的控制策略上來看,，又以DCM模式下的變頻控制法和CCM模式下的平均電流控制法應(yīng)用最為廣泛，并且在市面上己經(jīng)有了商用的PFC控制芯片出售,。本文的目的是從開關(guān)變換器基本的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)出發(fā),，尋找簡單和方便的控制方式。
　根據(jù)正向輸出的Buck-Boost變換器工作的基本原理,，提出了一種新的功率因數(shù)校正電路結(jié)構(gòu),，并給出了相應(yīng)的控制方式。該電路能夠利用電壓跟隨的方式實(shí)現(xiàn)PFC,。由于該電路能夠?qū)崿F(xiàn)降壓輸出,，因而降低了對所有功率開關(guān)管的耐壓要求，有利于提高變換器的轉(zhuǎn)換效率和降低成本,。
1 Boost PFC變換器電路設(shè)計(jì)要求
　本文內(nèi)容來源于對一項(xiàng)軍用車載電源的研究設(shè)計(jì),，該設(shè)計(jì)的主要設(shè)計(jì)指標(biāo)如下,。
　（1）輸入特性,。市電：154~264 V,，50±3 Hz；4.5 kW汽油發(fā)電機(jī)：154~264 V,，50±3 Hz,；外28 V： DC 28 V 3.5 kW，蓄電池組：DC 24 V/200 Ah,。（2）輸出特性,。輸出兩路DC 24 V。（3）交流輸入正常時(shí)的輸出特性,。輸出電壓為25.5±0.5 V,，輸出功率為3 000 W；輸出電壓紋波不大于10 mV,；電源效應(yīng)小于或等于2%,；負(fù)載效應(yīng)小于或等于3%。（4）蓄電池24 V或外28 V輸入時(shí)的輸出特性,。輸出電壓為25.5±0.5 V,；輸出功率為3 000 W；輸出電壓紋波不大于10 mV,；輸出特性：輸出兩路DC 24 V,。（5）配電優(yōu)先順序：市電、油機(jī),、外28 V,、電池,。（6）保護(hù),。交流輸入過壓保護(hù)：264 V；交流輸入欠壓保護(hù)：154 V,；外28 V輸入保護(hù),；過壓保護(hù)：32±0.5 V；欠壓保護(hù)：20±0.5 V,；反接保護(hù),。（7）蓄電池保護(hù),。過放保護(hù)和反接保護(hù),。（8）輸出保護(hù),。過壓保護(hù)：27 V±0.5 V。（9）過流與短路保護(hù),。效率大于或等于80%；功率因數(shù)大于0.9,。（10）充電特性,。正常充電特性：最高充電電壓28.8±0.2 V,；最大充電電流40±5 A,；充電時(shí)間為6.5 h,；充電效果為恒流——均壓減流——浮充,；電池嚴(yán)重虧電時(shí)的充電特性為涓流（1A）——恒流——均壓減流——浮充。
　為了滿足以上要求,，本論文選擇了有實(shí)際研究價(jià)值的基于UC3854控制的Boost PFC變換電路來研究。
比較而言,，F(xiàn)lyback型PFC雖然易于實(shí)現(xiàn)輸入,、輸出的隔離,，但由于其隔離變壓器磁芯單向磁化,，使得其磁通復(fù)位控制困難，變壓器利用率低,，電路設(shè)計(jì)不但困難、復(fù)雜,，而且可靠性降低,，又增加了電源的體積,、重量,、鐵耗、銅耗及成本,。這均限制了它的實(shí)際應(yīng)用,。Boost型PFC輸入電流連續(xù),、易于控制，功率因數(shù)PF高,，電流畸變系數(shù)THD小,，輸出電壓高,，允許電容儲存更多的電能，能提供更長時(shí)間的掉電保護(hù),，這些優(yōu)點(diǎn)促使世界上一些電力電子器件生產(chǎn)廠商（如美國德州儀器,、微線）開發(fā)出諸多性能非常穩(wěn)定可靠的集成控制芯片,，如UC3852,、UC3854、UC3855,、UC3857、UC3858,、UC38500、ML4803等,，使Boost變換器獲得了廣泛的應(yīng)用。
2 UC3854簡介
　UC3854是一種有源功率因數(shù)校正專用控制芯片,。它可以完成升壓變換器校正功率因數(shù)所需的全部控制功能,，使功率因數(shù)達(dá)到0.99以上,，輸入電流波形失真小于5%,。該控制器采用平均電流型控制,，控制精度很高，開關(guān)噪聲較低,。采用UC3854組成的功率因數(shù)校正電路后，當(dāng)輸入電壓在85~260 V之間變化時(shí),，輸出電壓還可保持穩(wěn)定,，因此也可作為AC/DC穩(wěn)壓電源,。UC3854采用推拉輸出級,，輸出電流可達(dá)1 A以上,，因此,，輸出的固定頻率PWM脈沖可驅(qū)動(dòng)大功率MOSFET,。UC3854內(nèi)部框圖如圖1所示,。

3 Boost PFC變換器電路主要參數(shù)的設(shè)計(jì)與計(jì)算
3.1 Boost功率電路的設(shè)計(jì)與計(jì)算
　Boost電路的設(shè)計(jì)主要就是功率器件的選取和電感的設(shè)計(jì)。變換器的輸入電壓范圍是AC 80～275 V,，輸出為DC 400 V，標(biāo)稱功率為300 W,，開關(guān)頻率為50 kHz，變換器工作在DCM下,。下面來給出具體的參數(shù)設(shè)計(jì)。
　由于功率恒定,，輸入電流的最大峰值是在輸入電壓為最低時(shí)：
I
　此外，功率管選取IR公司生產(chǎn)的RFP460LC,，耐壓為600 V，最大正向通態(tài)電流20 A（25℃時(shí)）,。續(xù)流二極管選用Onsemi公司生產(chǎn)MUR860超快恢復(fù)二極管,，耐壓600 V,，正向額定電流8 A，反向恢復(fù)時(shí)間為35 ns,。
3.2 控制電路的設(shè)計(jì)
　分塊來設(shè)計(jì)以UC3854為核心的有源功率因數(shù)校正器電路,，如圖2所示,。

4 基于Simulink的仿真模型及仿真波形
4.1 仿真模型
　控制電路采用平均電流控制型,，用UC3854實(shí)現(xiàn)控制功能,，所以模型也是基于UC3854的結(jié)構(gòu)建立的,，其仿真模型如圖3所示,。UC3854包含了平均電流控制型功率因數(shù)校正控制電路的全部所需功能的單片集成電路，主要由電壓放大器,、模擬乘法器、電流放大器和定預(yù)脈寬調(diào)制器組成,。此外還包括與功率MOSFET兼容的柵極驅(qū)動(dòng)器，7.5 V的電壓基準(zhǔn),、總線預(yù)測器、加載智能比較器,、欠壓檢測和過流比較器。UC3854乘除法器的輸出電流端為基準(zhǔn)電流,，它與檢測電流決定占空比的大小。

　IMO=IAC（VAO-1.5 V）/KVmo2
　其中,，VAO為電壓誤差放大器輸出信號，Vmo約為1.5 V~4.7 V,，K=－1為比例系數(shù),，IAC是乘法器的輸入電流,。平方器和除法器起了電壓前饋?zhàn)饔茫馆斎腚妷鹤兓?br /> ?。?）軟啟動(dòng)是為了使電路的啟動(dòng)有一個(gè)過程。13端工作時(shí)外接一個(gè)電容,，芯片開始工作時(shí)先由一個(gè)直流電源對其充電，使得占空比緩慢增加,。
?。?）振蕩電路用于產(chǎn)生三角波,。由一個(gè)電壓控制開關(guān)、電流控制的電流源及一個(gè)脈沖電流源構(gòu)成,。電容的充電電壓控制開關(guān)的導(dǎo)通和截止，而開關(guān)上的電壓反過來控制B5電流源的大小,。開關(guān)的兩個(gè)狀態(tài)是由電容的電壓來判斷的,，開始B5=0,，B6為一個(gè)恒流對外接電容正向充電，當(dāng)V（16）>6.3 V時(shí),，開關(guān)合上，此時(shí)以1倍的電壓下降直至小于2.5 V,，B5的電流變?yōu)?0 mA，反向迅速充電,；當(dāng)V（16）<1.1 V時(shí)，開關(guān)打開,，V（18）電壓回升，直至V（18）>2.5 V，B5電流再次為0,，開始下一周期的充放電,。產(chǎn)生所需的振蕩三角波。B4等于V6支路的電流,，B5的電流是通過數(shù)字模型來模擬的,。
?。?）電壓誤差放大器。其輸入端為27,，輸出端為22,，由差分放大器和放大器電路構(gòu)成。輸出VAOUT是由差分放大器2個(gè)集電極的電流差控制的,。假設(shè)VSENS等于參考電壓,，則受控電流源B6=0,，因?yàn)閂7=1.5 V，所以Q3,、Q4都處于微導(dǎo)通,，流過Q3、Q4射極的電流很小，2個(gè)集電極均分VCC，VAOUT為7.5 V,。若VSSENIS小于參考電壓時(shí)，B6<0,，對電容正向充電,，V（20）的電位抬高，使Q4趨于截止,。VAOUT電壓上升,。同理，若VSENS大于參考電壓,，造成V（20）的電位下降,，Q4的導(dǎo)通加深，VAODF的電壓下降,。模型的工作原理與實(shí)際相符,。模型中仍借助了數(shù)字模型，B6=Iq5c－Iq6c,。
?。?）電流誤差放大器。電流誤差放大器與電壓誤差放大器的結(jié)構(gòu)和工作原理基本一樣,，不再作詳細(xì)分析,。不同的是它有2個(gè)受控源。B7是電流控制電流源,，它的數(shù)字模型與B6相似。B10是表示乘法除法器的輸出電流,。在模型中通過數(shù)字模型實(shí)現(xiàn)了乘法除法器的功能,。
4.2 仿真結(jié)果及分析
　本文仿真了輸入電壓范圍是交流154 V~264 V,，輸出為28 V直流,，標(biāo)稱功率為3 000 W，開關(guān)頻率為50 kHz的Boost型變換器,，模型中所用到的參數(shù)是根據(jù)UC3854的使用手冊設(shè)計(jì)的,。其仿真結(jié)果如圖4~圖10所示。圖4為電路輸入脈沖波形,；圖5為二極管電流波形,；圖6為主功率管電流波形；圖7為電容電壓波形,；圖8為電源電壓,、電流波形；圖9為校正前電壓,、電流波形,；圖10顯示了加功率因數(shù)校正后的電壓與電流的仿真波形。通過波形的分析可以清楚地看到,，用UC3854為主芯片的PFC電路,，功率因數(shù)校正效果明顯，輸出的電壓電流波形有很好的改善,。

　本文在總結(jié)前人研究的己較為成熟的平均電流法控制的升壓型功率因數(shù)校正技術(shù)與拓?fù)銪oost型變換電路的基礎(chǔ)上,，成功地將二者結(jié)合在一起,。在分析了有源功率因數(shù)校正器的基本工作原理的基礎(chǔ)上，仿真了功率因數(shù)校正和未經(jīng)功率因數(shù)校正的電路,，并且記錄了相關(guān)電壓和電流波形。經(jīng)過比較后發(fā)現(xiàn),，經(jīng)過PFC校正之后電路的功率因數(shù)有了明顯改善,。本文提出的功率因數(shù)校正電路新控制方法和得到的結(jié)果對功率因數(shù)校正技術(shù)的研究和應(yīng)用具有一定的價(jià)值,。
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