本文介紹了一種基于諧波補(bǔ)償的逆變器波形控制技術(shù)，分析了系統(tǒng)的工作原理，詳細(xì)探討了控制系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計方法,，并得出了試驗(yàn)結(jié)果。逆變器是一種重要的DC/AC變換裝置,。衡量其性能的一個重要指標(biāo)是輸出電壓波形質(zhì)量,，一個好的逆變器，它的輸出電壓波形應(yīng)該盡量接近正弦,，總諧波畸變率(THD)應(yīng)該盡量小,。在實(shí)際應(yīng)用中逆變器經(jīng)常需要接整流型負(fù)載,，在這種情況下僅僅采用SPWM調(diào)制技術(shù)的逆變器，其輸出電壓波形就會產(chǎn)生很大的畸變,。 為了得到THD小的輸出電壓,，波形控制技術(shù)近年來得到了極大的發(fā)展。重復(fù)控制是近年來研究得比較多的一種控制方案,。本文從諧波補(bǔ)償?shù)慕嵌瘸霭l(fā),，采用改進(jìn)型FFT算法對輸出電壓誤差信號進(jìn)行實(shí)時頻譜分析，把由軟件算法產(chǎn)生的經(jīng)過預(yù)畸變的諧波信號注入逆變器,，由此達(dá)到抑制非線性擾動從而校正輸出電壓波形的目的,。
G1(s)表示控制對象，在這里就是輸出LC濾波器的傳遞函數(shù),，其離散化形式由G1(z)表示,。G2(z)表示內(nèi)部模型，它與G1(z)相等,。
1 擾動抑制原理：考慮擾動信號d(z)在輸出點(diǎn)的響應(yīng),。由圖1可以很容易得到擾動信號的傳函 Hd(z)=1-{[Gc(z)G1(z)]/1+[G1(z)-G2(z)]Gc(z)} (1) 由于G1(z)=G2(z)，故Hd(z)可簡化為 Hd(z)=1-Gc(z)G1(z) (2) 顯然,，只要Gc(z)=G1-1(z)，則Hd(z)=0,，即擾動可以得到完全的抑制,。不幸的是，實(shí)際逆變器的z域傳遞函數(shù)含有一個純延時環(huán)節(jié),，這就意味著諧波補(bǔ)償器Gc(z)必須含有一個超前環(huán)節(jié),，這在物理上是無法實(shí)現(xiàn)的。但在實(shí)際應(yīng)用中我們只須抑制低次諧波就可以獲得較好的輸出電壓波形,，所以,，只需要使諧波補(bǔ)償器低頻段頻率特性是控制對象G1(s)低頻段頻率特性就可以了。而這是很容易做到的,，本文把這種低頻段頻率特性意義上的逆稱為“等效逆”,。 2 內(nèi)部模型：內(nèi)部模型G2(z)就等于G1(s)的離散化形式G1(z)，它的作用就是模擬控制對象的特性,，作為參考信號源,。在實(shí)際系統(tǒng)中，內(nèi)部模型作為整個數(shù)字控制系統(tǒng)的一部分,，由DSP軟件算法實(shí)現(xiàn),。
3 諧波補(bǔ)償器：諧波補(bǔ)償器由FFT和諧波發(fā)生器組成。FFT算法對輸出電壓誤差進(jìn)行實(shí)時頻譜分析,，因?yàn)?，逆變器接整流型?fù)載,，其輸出電壓畸變主要是由于在輸出端疊加了次數(shù)較低的奇次諧波，所以,，只須分析出1,，3，5,，7,，9次諧波的幅值和初相位就可以滿足要求。 設(shè)x(n)為N點(diǎn)有限長序列,，其FFT為
式中：k=0,，1，…,，N-1,；
顯然，常規(guī)的FFT算法,，其輸出點(diǎn)數(shù)和輸入點(diǎn) 數(shù)是相等的,，但在本系統(tǒng)中只須求出X(1)，X(3),， X(5),，X(7)，X(9)等5個輸出點(diǎn),，其他輸出點(diǎn)是不須計算的,。根據(jù)基于FFT的蝶形計算可以知道，在只須計算指定的若干個輸出點(diǎn)的情況下,，可以大大減少計算量,，節(jié)省大量的DSP時鐘，這就使得在計算能力并不強(qiáng)大的F240定點(diǎn)DSP上,，實(shí)現(xiàn)基于FFT算法的實(shí)時頻譜分析成為了可能,。本文把這種經(jīng)過化簡的算法稱為改進(jìn)型FFT算法。 諧波發(fā)生器的作用是把FFT分析出的諧波進(jìn)行預(yù)畸變,，然后把預(yù)畸變的諧波信號作為補(bǔ)償指令送給控制對象,。之所以要對諧波進(jìn)行預(yù)畸變，是因?yàn)榭刂茖ο髮χC波的跟蹤是有差的,，這就導(dǎo)致諧波信號通過被控對象到達(dá)擾動注入點(diǎn)時,，并不與擾動信號形狀相同，而是相位正好相差180%26,，#176的信號,，這樣就無法很好地抵消擾動。諧波發(fā)生器的預(yù)畸變算法表達(dá)式如下：
式中：|X(n)|為諧波幅值,；pha(n)為諧波的初相位,，它們由FFT算法計算得到,；modcoeff(n)為幅值補(bǔ)償系數(shù)；phacoeff(n)為相位補(bǔ)償系數(shù),。 式(4)為單次諧波的補(bǔ)償指令計算式,，式(5)為系統(tǒng)需要補(bǔ)償?shù)乃兄C波的總補(bǔ)償指令計算式，它是各單次諧波補(bǔ)償指令的簡單累加,。
幅值補(bǔ)償系數(shù)modcoeff(n)和相位補(bǔ)償系數(shù)phacoeff(n)可以通過控制對象的幅頻,、相頻特性根據(jù)“等效逆”的原則簡單地確定。具體來說,，modcoeff(n)就是幅頻特性頻率對應(yīng)點(diǎn)讀數(shù)的倒數(shù),，phacoeff(n)就是相頻特性頻率對應(yīng)點(diǎn)讀數(shù)的負(fù)數(shù)?？梢钥闯?，諧波補(bǔ)償器補(bǔ)償系數(shù)的確定是非常簡單的，這是本文所用控制方案的一大優(yōu)點(diǎn),。
控制系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計
1 FFT采樣頻率fs和分析窗長度L的確定采用FFT算法進(jìn)行實(shí)時頻譜分析,，采樣頻率fs和分析窗長度L的確定是非常重要的。假設(shè)所需要分析信號的最高頻率為fmax,。根據(jù)香農(nóng)采樣定律,，只須滿足 fs≥2fmax(6) 就可以使被分析信號在頻域中不產(chǎn)生混疊。在這里,，基波是50Hz,，最高只需要分析到9次諧波，所以fmax=450Hz,。為了留有一定的裕量，在實(shí)際系統(tǒng)中fs取1.6kHz,。
分析窗長度L對于周期信號的頻譜分析也是極其重要的,，一般都把L取為被分析信號周期的整數(shù)倍，否則,，會造成嚴(yán)重的頻譜泄漏,，大大降低頻譜分析精度。顯然,，實(shí)際系統(tǒng)中被分析的誤差電壓信號周期就是基波周期,，即為0.02s。所以就把L取為0.02s(即為周期的一倍),。 根據(jù)FFT的輸入數(shù)據(jù)點(diǎn)數(shù)N的計算式：N=fs%26,，#215;L，以及采樣頻率fs和分析窗長度L的取值,， 可以得到N=32,。這就是說,，本控制系統(tǒng)須做32點(diǎn)的FFT。
2 幅值補(bǔ)償系數(shù)和相位補(bǔ)償系數(shù)的確定在圖2中,，電壓源U代表來自逆變橋的輸出電壓,，電感L和電容C 構(gòu)成輸出LC濾波器，電流源I代表負(fù)載汲取的電流,，與濾波電感L串聯(lián)的電阻r是濾波電感的等效串聯(lián)電阻,。由圖2可知，在把逆變橋看作一個比例環(huán)節(jié)的情況下,，逆變器的數(shù)學(xué)模型就是由輸出LC濾波器構(gòu)成的二階系統(tǒng),。在本系統(tǒng)中，L=0.552mH,，r=0.3Ω,，C=135μF，所以逆變器數(shù)學(xué)模型為 G1(s)=3663 2/(s2+2%26,；#215;0.074%26,；#215;3663s+3663 ，它的離散化表達(dá)式為 G1(z)=(0.1007z+0.09845)/(z2 -1.735z+0.9343) ,。根據(jù)圖3,，可以很方便地得到幅值補(bǔ)償系數(shù)modcoeff(n)和相位補(bǔ)償系數(shù)phacoeff(n)。
實(shí)驗(yàn)波形如圖4,，圖5和圖6所示,。
圖4給出了逆變器接阻性負(fù)載的穩(wěn)態(tài)輸出電壓和電流波形。圖5及圖6分別給出了逆變器在接整流型負(fù)載情況下開環(huán)穩(wěn)態(tài),、閉環(huán)穩(wěn)態(tài)的實(shí)驗(yàn)波形,。可以看出開環(huán)情況下輸出電壓波形畸變嚴(yán)重,，閉環(huán)以后輸出電壓波形有了極大的改善,。
結(jié)語
本文采用了一種與重復(fù)控制不同的波形控制方案。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,，本文采用的改進(jìn)型FFT算法大大減少了計算量,，保證了在F240定點(diǎn)DSP上實(shí)現(xiàn)實(shí)時頻譜分析，并且整個控制系統(tǒng)擁有較好的穩(wěn)態(tài)性能,。這說明本文采用的控制方案在理論上是正確的,，實(shí)踐上是可行的。而且,，這種基于諧波補(bǔ)償思想的控制技術(shù)還有諧波補(bǔ)償器補(bǔ)償系數(shù)設(shè)計簡單的優(yōu)點(diǎn),。總之,，該控制方案具有較好的性能,，還有一些獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn),，有一定的實(shí)用價值。