《電子技術(shù)應(yīng)用》
您所在的位置:首頁 > 電源技術(shù) > 設(shè)計應(yīng)用 > 如何實現(xiàn)高功率密度的工業(yè)電源
如何實現(xiàn)高功率密度的工業(yè)電源
——
摘要: 本文詳細(xì)分析了一個400W電源的設(shè)計實例,,闡釋了初級端和次級端電源模塊的運用,,以及其它提高性能的方法。除了在電氣方面的改進(jìn)外,,模塊還采用統(tǒng)一的外形尺寸,,便于實現(xiàn)精細(xì)緊湊的機械設(shè)計并減少安裝和物流成本,。事實上,兩個模塊可具有不同額定功率,,從而大大縮短了上市時間,。
關(guān)鍵詞: 電源管理 工業(yè)電源 PFC LLC
Abstract:
Key words :

  工業(yè)電源必需滿足一些特殊的要求,如低功耗(以減輕機箱冷卻方面的負(fù)擔(dān)),、高功率密度(以減小空間要求),、高可靠性和高耐用性,以及其它在普通電源中不常見的特性,,如易于并聯(lián),、遙控和某些過載保護(hù)功能等。同時,,它對EMI和穩(wěn)定性的要求也比其它應(yīng)用更為嚴(yán)格,。本文詳細(xì)分析了一個400W電源的設(shè)計實例,闡釋了初級端和次級端電源模塊的運用,以及其它提高性能的方法,。除了在電氣方面的改進(jìn)外,,模塊還采用統(tǒng)一的外形尺寸,便于實現(xiàn)精細(xì)緊湊的機械設(shè)計并減少安裝和物流成本,。事實上,,兩個模塊可具有不同額定功率,從而大大縮短了上市時間,。

  功率因數(shù)校正級(PFC),加上總線或DC鏈路電容,,對于許多無法單獨優(yōu)化的不同因素來說是十分關(guān)鍵的。現(xiàn)在,,大部分電源都采用了有源PFC電路,,亦即升壓轉(zhuǎn)換器,確保輸入電流與輸入電壓同相,,使輸入端的正弦波失真最小化,,從而減小傳導(dǎo)EMI,實現(xiàn)寬輸入范圍(85VAC ~ 265VAC),。而且,,這個升壓轉(zhuǎn)換器會根據(jù)輸入電壓調(diào)節(jié)自己的占空比和輸入電流,并把總線電容的電壓調(diào)節(jié)到350V ~ 400V,。然而,,如果升壓轉(zhuǎn)換器不是有源的(例如在啟動狀態(tài)),電流可能流經(jīng)輸入整流器,,進(jìn)入升壓電感和二極管,,再到空的總線電容,最終產(chǎn)生很大的浪涌電流,。要避免這一問題,,需要額外的限流電路,否則可能觸發(fā)電網(wǎng)熔絲,。在高可靠性或關(guān)鍵任務(wù)應(yīng)用中,,由于對保持時間和節(jié)電保護(hù)的要求更嚴(yán)格,因此總線電容必須增大,,這使得浪涌電流變得更大,。在某些情況下,需要一個NTC電阻,,但在“熱”啟動(如停電)時,,NTC仍然很熱,不能提供保護(hù),。根據(jù)DIN-EN 61204標(biāo)準(zhǔn),,測試方法針對兩種情況:70%的額定輸入電壓,,20ms;以及40%的額定輸入電壓,,100mS,。第二種情況對沒有有源PFC的電源而言可謂相當(dāng)棘手。

  脈寬調(diào)制級(PWM)是主要的轉(zhuǎn)換器級,。其中DC電壓被斬波為更高頻率的方波,,因此利用更小的變壓器就可以轉(zhuǎn)換到另一個電壓級并提供隔離。并非所有的拓?fù)涠疾捎谜伎毡茸兓姆讲?,有些拓?fù)洳捎玫氖亲冾l,,還有的則是改變兩個脈沖序列之間的相位,。這一級主要確定轉(zhuǎn)換器的效率和負(fù)載調(diào)節(jié),。轉(zhuǎn)換器效率十分重要,首先它關(guān)系電源的運行成本,;其次是必須通過機箱冷卻來散除產(chǎn)生的熱量,;第三是熱組件越大,就越昂貴,,占用空間也越大,。這三個因素與電源的使用壽命成本關(guān)系重大。

<a class=工業(yè)電源的各個不同級及每級的主要特性 " src="http://files.chinaaet.com/images/2010/05/11/1569136065107.jpg" style="width: 424px; letter-spacing: normal; height: 142px" />

圖1 工業(yè)電源的各個不同級及每級的主要特性

  轉(zhuǎn)換器拓?fù)涞倪x擇對效率和輻射EMI都至關(guān)重要,,因為功率開關(guān)越傾向于硬開關(guān),,產(chǎn)生的dI/dt和dV/dt就很大,同時電流和電壓就越高,,這會導(dǎo)致開關(guān)頻率諧波的大量產(chǎn)生,。在各種拓?fù)渲校C振或準(zhǔn)諧振拓?fù)涠碱H具優(yōu)勢但較難設(shè)計,,尤其是諧振拓?fù)?,很難在寬泛的負(fù)載范圍上實現(xiàn)。下文中描述的LLC拓?fù)渚哂性趯捸?fù)載范圍內(nèi)有限的開關(guān)頻率變化以及軟開關(guān),,很容易解決這一問題,。

  PWM級也是所有必須保護(hù)功能的核心所在。在電流模式轉(zhuǎn)換器的情況下,,逐周期限流器可保護(hù)電源免受大部分輸出問題的傷害,,這些問題通常與熱關(guān)斷有關(guān)。

  同步整流級(SR)把變壓器產(chǎn)生的交流電壓轉(zhuǎn)換回直流電壓,。由于電壓很低,,電流往往相當(dāng)高,故整流器的傳導(dǎo)損耗必須最小化,。若采用硅PN結(jié)二極管可以獲得0.7V的正向電壓,,則采用肖特基二極管可達(dá)到0.4V,。要獲得更低的電壓級就需采用MOSFET,這時電壓級由導(dǎo)通阻抗RDS(ON) 和輸出電流決定,,且比前兩種情況要低得多,。但因為MOSFET是有源器件,故需要一個適當(dāng)?shù)臇艠O驅(qū)動信號來完成,,如果設(shè)計良好,,這一級的功耗可大幅度減小,從而進(jìn)一步提高效率,。此外,,利用先進(jìn)的低電感封裝技術(shù),設(shè)計還可以非常緊湊耐用,。

  連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM)功率因數(shù)校正

  輸入整流器(圖2中沒有EMI濾波器)產(chǎn)生的輸入電壓被饋入到PFC電感中,,此時后者的次級線圈為PFC控制IC提供供電電壓。電感前面的電阻/電容網(wǎng)絡(luò)可對輸入電壓進(jìn)行采樣,。電感之后是帶柵極保護(hù)電路的電源開關(guān),,PFC整流器為StealthTM 二極管。接下來使用一個電阻分壓器來感測和調(diào)節(jié)PFC級的輸出電壓,,反饋回路至此結(jié)束,。總線電容也如圖2所示,,而二極管D1是一個額外的保護(hù)器件,。

PFC級的原理示意圖

圖2 PFC級的原理示意圖

  這里采用的控制器是FAN4810,該器件包含了先進(jìn)的平均電流“升壓”型功率因數(shù)校正實現(xiàn)電路,,電源因此能夠完全滿足IEC1000-3-2規(guī)范的要求,。它還包含了TriFault Detect功能,有利于確保不會因PFC中單個組件的故障造成不安全事件,。1A的柵極驅(qū)動器又極大降低了對外部驅(qū)動器電路的需求,。此外,它的功率要求很低,,既提高了效率也降低了組件成本,。該PFC還帶有峰值限流、輸入電壓中斷保護(hù)功能,,還有一個過壓比較器,,可在發(fā)生負(fù)載突然減小事件時關(guān)斷PFC部分。時鐘輸出信號可用來同步下游的PWM級,,以減少系統(tǒng)噪聲,。

  圖3中,綠色曲線的較厚區(qū)域代表電流紋波,,PFC IC在峰值輸入電壓下消耗電流較多,,過零時沒有電流,。粉色曲線代表整流器輸入電壓,藍(lán)色曲線為輸出電壓,。

CCM PFC的行為
圖3 CCM PFC的行為
  LLC拓?fù)?/p>

  提高電源效率的方法之一是采用零電壓開關(guān)拓?fù)?。在這種拓?fù)渲校娐分械碾娫撮_關(guān)在電壓極低時導(dǎo)通,。對于鉗位感應(yīng)開關(guān)MOSFET,,導(dǎo)通損耗PON LOSS可由下式粗略求得:

                             公式

  IL為流經(jīng)MOSFET的負(fù)載電流,VDS(SW)為MOSFET導(dǎo)通前的漏源電壓,,tON為導(dǎo)通時間,,而fSW 則為開關(guān)頻率。

  在硬開關(guān)拓?fù)渲?,VDS(SW)是總線電壓,,對帶有PFC前端級的應(yīng)用來說一般約為400V。對于零電壓開關(guān),,該電壓被降至MOSFET二極管的正向電壓降,,在1V左右,,從而極大地減小了導(dǎo)通開關(guān)損耗,。

  圖4所示為LLC諧振轉(zhuǎn)換器的模塊示意圖。其核心組件是諧振網(wǎng)絡(luò),,在輸入端電壓波形和流入輸入端的電流之間產(chǎn)生相位滯后,,加載在輸入端的電壓波形是方波,利用半橋或全橋電路很容易就可以從PFC輸出電壓中產(chǎn)生,。

LLC諧振轉(zhuǎn)換器模塊示意圖和零電壓開關(guān)波形

圖4 LLC諧振轉(zhuǎn)換器模塊示意圖和零電壓開關(guān)波形

  如果忽略橋式電路中死區(qū)時間效應(yīng)以及更高階諧波的出現(xiàn),,那么流入諧振網(wǎng)絡(luò)的電流可近似表示為正弦波。由于流入諧振電路的電流滯后于電壓基波,,當(dāng)MOSFET處于導(dǎo)通狀態(tài)時,,電流從兩個方向流入,如圖4所示,。MOSFET在電流流經(jīng)體二極管時導(dǎo)通,,導(dǎo)致“零”電壓開關(guān)。這種方法帶來的一個額外好處是導(dǎo)通時產(chǎn)生的EMI較低,,這是因為高dv/dt和di/dt轉(zhuǎn)換時間要短得多,,而且通常沒有標(biāo)準(zhǔn)硬開關(guān)應(yīng)用中不可避免的反向恢復(fù)效應(yīng)。

  由于諧振電路的輸出是周期性的,,因此需要對之進(jìn)行整流,。這可以采用如圖4所示的全波整流器或一個帶中心抽頭(centre-tap)的整流器來完成。

  最后,,AC-DC電源中的諧振網(wǎng)絡(luò)基本上都會采用一個變壓器,。該變壓器執(zhí)行兩項任務(wù):其一是提供初級端和次級端之間必需的安全隔離,;其二是通過它的匝數(shù)比控制電源的總體電壓轉(zhuǎn)換比率。

  為了避免Q1和Q2同時導(dǎo)通的風(fēng)險,,需要一定的死區(qū)時間,。以Q1的關(guān)斷波形為例。流經(jīng)開關(guān)的電流很大,,接近峰值電流,。關(guān)斷期間的電壓擺幅為滿總線電壓,因此關(guān)斷步驟是無損耗的,。

  要確保Q2的零電壓開關(guān),,Q1的漏源電容完全充電十分重要,這意味著充電時間不應(yīng)該超過死區(qū)時間,。若總線電壓為VBUS,,開關(guān)時電流為ISW,有效漏源電容為CDSeff,,則電容的充電時間tSW可由下式計算出:

                                          公式

  VBUS由設(shè)計條件事先確定,。如果CDSeff為零,Q2就會如預(yù)期地實現(xiàn)零電壓開關(guān),。如果CDSeff非常大,,Q2為硬開關(guān)工作。輕載下ISW很小,,當(dāng)負(fù)載足夠小時,,最終也會發(fā)生Q2硬開關(guān)。

  有時可為每個MOSFET并聯(lián)一個電容,。如果其容量選擇適當(dāng),,就可以降低關(guān)斷損耗,同時又不影響較輕負(fù)載下的零電壓開關(guān)性能,。

  LLC諧振轉(zhuǎn)換器是讓諧振轉(zhuǎn)換器與一個電感串聯(lián),。這樣一來,諧振電路中就有兩個電感和一個電容,,故名為L-L-C,。圖5顯示了一個實例電路的增益特性。

LLC諧振轉(zhuǎn)換器增益曲線實例

圖5 LLC諧振轉(zhuǎn)換器增益曲線實例

  在工作區(qū)域,,電壓增益首先隨著頻率的增加而降低,,這確保了零電壓開關(guān)所需的相位滯后??刂齐娐吠ㄟ^改變頻率來改變系統(tǒng)增益,。最小增益和最大增益之間的差距相當(dāng)小,因此諧振轉(zhuǎn)換器需要很窄的DC電壓輸入范圍,。在這個電源設(shè)計中,,由PFC級提供窄輸入電壓范圍,,建議采用連續(xù)傳導(dǎo)模式PFC級。

  利用PFC級,,LLC轉(zhuǎn)換器的輸入可設(shè)置在400V左右,。如果所需輸出電壓為12V、匝數(shù)比為40:1,,則額定負(fù)載下需要1.2的DC增益,。無論負(fù)載情況如何,頻率始終不變,。

  為便于說明,,假設(shè)輸入電壓提高到480V,則控制電路需把增益降至1.0,,以保持12V的輸出電壓,。在這種情況下,頻率會在115kHz(滿負(fù)載)和130kHz(20%負(fù)載)之間變化,,從圖中可看出何時決定不同負(fù)載下的增益曲線與增益為1.0的線在哪個頻率下相交,。利用前述應(yīng)用中采用的前端PFC級,在缺輸入半波的情況下需要一些額外的增益,,即所謂的“保持”時間要求,。

  同步整流

  次級端的同步整流級是利用新的FPP06R001模塊來構(gòu)建的,如圖6所示,。

同步整流器模塊如何連接在變壓器的次級端上

圖6 同步整流器模塊如何連接在變壓器的次級端上

  用來調(diào)整次級電壓的二極管通常由MOSFET代替,,該模塊包含了柵極驅(qū)動器和功率MOSFET,采用外引腳極寬的小型單列直插封裝,,可減小寄生電感和電阻。

  利用模塊來代替分立式組件可以提高效率,、減小EMI并簡化總體設(shè)計,。模塊中MOSFET的RDS(ON)比分立式解決方案中的小10%,總體封裝阻抗小16%,,振鈴因此減少,,從而減小了EMI。柵極驅(qū)動器回路的尺寸很小,,這又進(jìn)一步減小了EMI輻射,,增強了抗干擾能力,尤其是對漏極上的dv/dt干擾,。由于兩個棘手回路的布局都已在模塊內(nèi)完成,,所以對設(shè)計人員而言總體設(shè)計變得較簡單。


  圖7解釋了讓柵極驅(qū)動器靠近功率MOSFET為什么如此有用,。柵極驅(qū)動器的非零輸出阻抗ZDRV 必須通過寄生阻抗Zstray1和Zstray2,,以及柵極阻抗Rg來控制MOSFET,,尤其是關(guān)斷。這時,,漏極上的高dV/dt加上柵極路徑上的高阻抗,,可能引起MOSFET的寄生導(dǎo)通。而利用極短的連線和功能強大的柵極驅(qū)動器,,幾乎可以實現(xiàn)完美的開關(guān),。

柵極驅(qū)動器電路中的寄生阻抗

圖7 柵極驅(qū)動器電路中的寄生阻抗

  通過分析功率MOSFET上的電壓級,可以創(chuàng)建柵極驅(qū)動器信號,,確定開關(guān)導(dǎo)通的準(zhǔn)確時序,。一旦完全導(dǎo)通,開關(guān)上的電壓降可利用公式RDSON×IOUT 算出,,因此RDSON越低,,電壓降就越低,功耗也越低(這時開關(guān)損耗忽略不計),。確定正確的功率開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷時間是非常重要的,,這樣就可避免體二極管的傳導(dǎo),后者會造成電流換向,,最終增大電壓降,。

  下表比較了在輸出功率為400W(24V,17A),、結(jié)溫為100℃時,,采用不同整流器獲得的結(jié)果:

在輸出功率為400W

  有意思的是,輸出整流器的功耗只與輸出電流有關(guān),,而與輸出電壓無關(guān),。輸出電流越高,同步整流解決方案就越有優(yōu)勢,。肖特基二極管的實際限制在10A左右,,超出這個限值,整流器的功耗會變得相當(dāng)大,,這是因為正向電壓在某種程度上依賴于電流,。不過,對于較高的輸出電壓,,肖特基二極管可能更好,,因為電流更小并且無需驅(qū)動電路。

  電源系統(tǒng)

  在歐盟指令下,,一種新的電源效率測量方法已被采用,,可在25%、50%、75%和100%的額度輸出功率下對輸入輸出功率進(jìn)行測量,。利用這種方法,,電源效率可達(dá)到93.8%。

初級端和次級端模塊采用相同的尺寸

圖8 初級端和次級端模塊采用相同的尺寸,,有利于實現(xiàn)非常精細(xì)的機械解決方案

此內(nèi)容為AET網(wǎng)站原創(chuàng),,未經(jīng)授權(quán)禁止轉(zhuǎn)載。