如圖 10.19 所示,，里面會有一些主要的假設,。我們將這些假設運用于幾乎所有的具有雙通道反饋的 RISO 電路中。首先,，我們假設 CL>10* CF,，這也就是說，在高頻率時,，CL 早在 CF 短路前短路,。因此，我們將短路 CL 以排除 FB#1,，從而便于單獨分析 FB#2,。另外，我們假設RF>10*Riso,，這意味著作為 Riso 的負載,，該 RF 幾乎完全失效。從圖 10.19 和圖 10.20 中具體的公式推導,，我們可以看出,，當 zero, fza = 19.41Hz（由 RF 和 CF 產生）時，FB#2 在原點擁有一個極點,。由于在高頻時,，CF 和 CL 同時處于短路狀態(tài)，所以 FB#2 高頻 1/b 部分即為Ro+Riso 與 Riso之間的比值,。FB#2 1/b的公式推導請參閱下一張圖（圖?10.20）,，有關計算結果請參閱下圖,。FB#2 高頻 1/b設置為?3.25dB 或 10.24dB、原點擁有一個極點以及當頻率為 19.41Hz 時的零點,。
圖 10.19 FB#2 分析：發(fā)射極跟隨器
圖 10.20 FB#2 1/b公式推導：發(fā)射極跟隨器
FB#2b的公式推導如圖 10.20 左側所示,。由于 1/b是b的倒數，所以?FB#1 1/b的計算結果可以輕而易舉的被推導出來,，具體推導過程請參閱圖?10.20 右側,。從圖中我們還發(fā)現，在b推導過程中的?pole, fpa 變成了 1/b推導過程中的?zero, fza,。
圖 10.21 FB#2 AC 電路分析：發(fā)射極跟隨器
為了檢驗 FB#2 的一階分析情況,，我們可采用如圖 10.21 所示的 Tina SPICE 電路。再者,，為了便于分析,，我們將 CL 設置為 10GF，因此對各種相關的頻率而言,，CL 都等同于短路狀態(tài),。但是，在開展 AC 分析前,，仍允許 SPICE 查找到相應的 DC 工作點,。
Tina SPICE 仿真的結果如圖 10.22 所示。FB#2 1/b曲線正如當?fza= 19.41Hz 以及高頻 1/b= 10.235dB 時,，采用一階分析推算出來的結果一樣,。另外，我們也繪制出 OPA177 Aol 曲線,，以弄清楚在高頻率時,，FB#2 將如何與其相交。
圖 10.22 FB#2 1/b曲線：發(fā)射極跟隨器
如果推算的 FB#1 和 FB#2 的疊加結果會產生所需的最終 1/b曲線,，那么我們將通過如圖?10.23 所示的?Tina SPICE 電路,，開展分析工作。我們還可通過 Tina SPICE 電路,，繪制出 Aol曲線,、最終的 1/b曲線以及環(huán)路增益曲線。
圖 10.23 最終環(huán)路增益分析電路：發(fā)射極跟隨器
從圖 10.24 中,，我們可以看出,，分析結果驗證了我們所推算的最終 1/b曲線。在環(huán)路增益為零的?fcl 處,，推算的接近速率為 20dB/decade,。
圖 10.24 最終 1/b曲線：發(fā)射極跟隨器
最終電路的環(huán)路增益相位曲線（采用 FB#1 和 FB#2）如圖 10.25 所示。相移從未下降至 58.77 度以下（如為當頻率為 199.57kHz時的情況），而且,，在 fcl 處（頻率為 199.57kHz），相位裕度為 76.59 度,。
圖 10.25 最終環(huán)路增益分析：發(fā)射極跟隨器
我們將采用圖 10.26 中的 Tina SPICE 電路,，對我們的穩(wěn)定電路進行最后的檢驗——瞬態(tài)穩(wěn)定性測試。
圖 10.26 最終瞬態(tài)穩(wěn)定性測試電路：發(fā)射極跟隨器
圖 10.27 中最終電路瞬態(tài)穩(wěn)定性的測試結果符合我們其他所有的推算結果,，從而研制出一款性能優(yōu)良,、運行穩(wěn)定的電路。而且,，我們可以信心十足的將這種電路投入量產,，因為它不會發(fā)生故障或在實際運行中出現異常。
圖 10.27 最終瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：發(fā)射極跟隨器
圖 10.28 最終 Vout/Vin 傳輸函數電路：發(fā)射極跟隨器
通過圖 10.28 中的 Tina SPICE 電路,，可驗證我們對 Vout/Vin 的推算是否正確,。
從圖 10.29 中，我們可以看出,，Vout/Vin 的測試結果與我們推算的一階分析結果一致,，具體表現為：當頻率為 625.53Hz 時，單極點開始下降,。而且,，當頻率約為 200kHz（此時，FB#2 與 OPA177 Aol 曲線相交）時,，出現第二個極點,。
圖 10.29 最終 Vout/Vin傳輸函數：發(fā)射極跟隨器
圖 10.30 總結了一種易于使用的漸進式程序。這種程序輕松地將具有雙通道反饋的 RISO 電容性負載穩(wěn)定性技術應用于雙極發(fā)射極跟隨器輸出運算放大器上,。
1)測量運算放大器的 Aol
2)測量運算放大器的 Zo,，并在圖上繪制出其曲線
3)確定 RO
4)創(chuàng)建 Zo 的外部模型
5)計算 FB#1 低頻 1/b：對單位增益電壓緩沖器而言，該值為 1
6)將 FB#2 高頻 1/b 設置為比 FB#1 低頻 1/b 高 +10dB（為獲得最佳的 Vout/Vin 瞬態(tài)響應并實現環(huán)路增益帶寬內相移量最少）
7)從 FB#2 高頻 1/b中選擇 Riso 以及 RO
8)從 CL,、Riso,、 RO 中，計算 FB#1 1/b fzx
9)設置 FB#2 1/b fza = 1/10 fzx
10)選擇具有實際值的 RF 和 CF,，以產生 fza
11)采用 Aol,、1/b、環(huán)路增益,、Vout/Vin 以及瞬態(tài)分析的最終值,，運行仿真以驗證設計的可行性
12)核實環(huán)路增益相移的下降不得超過
135 度（>45 度相位裕度）
13)針對低噪聲應用而言：檢查 Vout/Vin 扁平響應，以避免增益驟增Vout/Vin 中的噪聲陡升
圖 10.30 具有雙通道反饋的 RISO 補償程序：發(fā)射極跟隨器
圖 10.31 雙通道反饋和 BIG NOT
當運算放大器采用雙通道反饋回路時,，有一種異常重要的情況需要避免,，那就是“BIG NOT”。如圖 10.31 所示，存在能夠產生反饋回路的運算放大器電路（反饋回路導致了 BIG NOT）,，這可從包括有效 1/β 斜坡（從 +20db/decade 驟變?yōu)?–20dB/decade）的最終 1/β 曲線中看出,。這種快速變化意味著在 1/β 曲線中存在復共扼極點，因此,，也意味著在環(huán)路增益曲線中存在復共扼零點,。當處于復合零點/復合極點的頻率時，復合零點和極點產生了 ±90 度的相移,。同時,，在復合零點/復合極點附近的相位斜坡在頻率發(fā)生位置的窄頻帶，可在 ±90 度至 ±180 度之間變化,。出現復合零點/復合極點將在閉環(huán)運算放大器響應中導致增益的驟增,。這種現象會造成負面的影響，尤其是對于功率運算放大器電路而言,，更是如此,。
圖 10.32 以圖表的形式創(chuàng)建 BIG NOT
讓我們回到圖 10.17 OPA177 Aol 曲線上的 FB#1 和 FB#2 標繪點，只要改變如圖 10.32 所示的 fza 的位置,，就可輕而易舉的創(chuàng)建 BIG NOT,。在 fcl 處，按照以往接近速率的情況,，顯示這種電路的運行是穩(wěn)定的——但是,，果真如此么？
在圖 10.33 中,，我們改變了同時用于分析 FB#1 和 FB#2 的 Tina SPICE 電路,，以創(chuàng)建如圖 10.32 所示的 BIG NOT。將 CF 由 82nF 調整為 220pF,，以便于將 fza 移到所需的 BIG NOT 創(chuàng)建位置,。
圖 10.33 環(huán)路增益分析電路：BIG NOT
圖 10.34 1/b曲線：BIG NOT
BIG NOT 的 1/b曲線與?OPA177 Aol 曲線一起在圖 10.34 中標繪出來。在 fcl 處,，出現了 20dB/decade 的接近速率,。但是，請注意在 BIG NOT 1/b曲線中,，斜率有一個急劇的變化——從?+20dB/decade 變?yōu)?–20dB/decade,。然而，這種 1/b曲線的急劇變化并非是一件好事,，為此,，我們應質疑這種電路的穩(wěn)定性。
圖 10.35 中 BIG NOT 電路的環(huán)路增益曲線表明相移幾乎達到了 180 度（當頻率為 1.034kHz時,，大于 167 度）,，這意味著當頻率為 1.034kHz 時,，我們僅與 180 度的相移相距約 13 度。同時,，請注意觀察在這同一區(qū)域,，環(huán)路增益是如何向下朝著零點環(huán)路增益急劇形成尖峰的。同樣,，在 fcl 處,，有著充足的相位裕度。但是,，我們還是會問，這種電路運行穩(wěn)定么,？
圖 10.35 環(huán)路增益分析：BIG NOT
于是,，假設我們在穩(wěn)定性分析技巧方面毫無經驗（事實上并非如此），接著構建這款 BIG NOT 電路,。我們期望了解實際應用中的瞬態(tài)穩(wěn)定性會是如何開展的,。通過圖 10.36 中的 Tina SPICE 電路，我們可以看到,，如果我們將該 BIG NOT 電路投入量產,，再將其投入實際的應用中，會產生什么結果呢,？
圖 10.36 瞬態(tài)穩(wěn)定性測試電路：BIG NOT
千萬不要告訴您的上司,，我們將該電路投入了量產，否則情況會更糟糕,?？蛻羰盏侥l(fā)送的、內置這種電路的設備后,，發(fā)現有時向電路供電或當其他負載突然饋入該參考緩沖電路時,，會出現奇怪和間歇性的問題。這是更新我們的歷史參數的適當時候嗎,？盡管該電路不是振蕩器,，但是，如圖 10.37 所示來自瞬態(tài)穩(wěn)定性測試中過度的振鈴和很長的建立時間意味著電路處于穩(wěn)定的邊緣上,。根據 BIG NOT 出現的位置,，振動器振鈴的持續(xù)時間和振幅更容易變得比本例所述的情況還糟。從電路板和系統(tǒng)層面來考慮,，我們將這種電路定義為“不穩(wěn)定”,，尤其是當我們的分析工作未涵蓋實際應用中的寄生效應時，情況更是如此（這些寄生效應出現在 PCB 布局,、組件容差,、運算放大器參數容差以及組件和運算放大器參數的溫度變化等方面）。令人感到欣慰的是，我們只將該電路投入“虛擬”的量產,，而相應的將我們的具有雙通道反饋的 RISO 應用到即將投入實際使用的電路,。
圖 10.37 瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：BIG NOT