我們在圖 9.38 中在 INA152 的等效 Zo 模型中添加 CL(CL=10nF),。
圖 9.38:用于分析 fp2 的 TINA 電路
從圖 9.39 我們可以看出模擬結(jié)果中 fp2 位于 11.01kHz,其非常接近我們預測的 10.98kHz,,因此可以繼續(xù)分析,。
圖 9.39:Zo 與 CL="10nF" 時的 fp2 圖
圖 9.40:CL=10nF 時,,Aol 修正曲線的 TINA 電路圖
現(xiàn)在我們可以對 CL="10nF" 的實際 INA152 進行 TINA 模擬,,并使用圖 9.40 的電路將其與預測響應進行對比。
圖 9.41 的 TINA 模擬結(jié)果顯示了 INA152 運算放大器原始 Aol 在 3.4Hz (fp1) 時造成的低頻極點以及 Zo 與 CL="10nF" 在 fp2=11.02kHz 時產(chǎn)生的第二個極點,。請記住,,我們曾經(jīng)根據(jù)一階分析預測fp2=10.9kHz,并根據(jù) CL="10nF" 的等效 Zo 模型預測 fp2=11.01kHz,。
圖 9.41:CL=10nF 的 Aol 修正曲線的TINA 圖
補償:CMOS RRO" border="0" height="257" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20100811/ac422f80-db74-4955-97e5-7e7ef7ec4ee4.jpg" width="400" />
圖 9.42:輸出引腳補償:CMOS RRO
我們在圖 9.42 中確定用于 CMOS RRO 運算放大器的輸出引腳補償方法,。此方法的圖形與適用于雙極性發(fā)射極跟隨器運算放大器的輸出引腳補償方法的圖形非常類似。我們首先利用由 Zo 與 CL 造成的極點 fp2 修正運算放大器的最初 Aol 曲線(見圖 9.41),。一旦創(chuàng)建了該曲線(修正 Aol,,CL=10nF),,我們就可以繪制從 CL="10nF" 的Aol 修正曲線與 0dB 交叉點開始的第二條曲線(最終修正 Aol)。從上述起點我們按照每十倍頻程 -20dB 的斜率畫到比 CL="10nF" 的Aol修正曲線的 0dB 交點低一個十倍頻程的點(100kHz),。我們在 fzc1 極點將斜率修改為每十倍頻程為 –40dB,。我們在 fpc2 極點與原始 INA152 Aol 曲線相交。通過使極點和零點相互保持在一個十倍頻程內(nèi)以保持環(huán)路增益相位在環(huán)路增益帶寬范圍不低于 45 度,,這樣上述建議的最終 Aol 修正曲線符合我們所有經(jīng)驗標準,。另外,我們建議的最終Aol曲線修正還滿足在 fcl 極點閉合速率為每十倍頻程 20dB 的一階穩(wěn)定性標準,。
圖 9.43 詳細說明基于 Zo 及 Slide 47 的預期最終Aol修正曲線的公式,。此外,我們注意到在CCO 短路時由于 RCO 與 CL 相交造成的另一個高頻極點,。
圖 9.43:輸出引腳補償公式:CMOS RRO
我們在圖 9.44 中建立一個 TINA Spice 電路,,用于證明可以預測 Zo、CCO,、RCO 及 CL對 Aol 曲線所產(chǎn)生的影響的公式,。
圖9.44:預測 Zo,、CCO、RCO與CL 造成的Aol修正影響的 TINA 電路
圖 9.45:Zo、CCO,、RCO 及 CL 造成的Aol 修正影響
我們從圖 9.45 可以看出模擬結(jié)果,,用于檢查針對 Zo、CCO,、RCO 與 CL的 Aol 修正公式,。預測的 fpc2=1kHz,實際 fpc2=1.23kHz,;預測的 fzc2=10kHz,,實際 fzc2=10.25kHz;預測的fpc3=106kHz,,實際 fpc3=105.80kHz,。根據(jù)我們的等效 Zo 模型,我們的預測非常接近模擬結(jié)果,。
根據(jù)圖 9.43 的分析及相關(guān)模擬證明,,我們可以創(chuàng)建如圖 9.46 所示的最終 Aol 修正預測。最終閉環(huán)響應 Vout/Vin 預計為平直曲線,,直到環(huán)路增益在 fcl 位置達到零點,,此時預計其遵循所示的Aol修正曲線,。
圖 9.46:最終Aol 修正預測
圖 9.47 為采用最終輸出引腳補償?shù)?AC 穩(wěn)定性測試電路。最終可以產(chǎn)生由于輸出引腳補償與CL造成的Aol 修正曲線,。
圖 9.47:AC 穩(wěn)定性電路:輸出引腳補償
圖 9.48 說明采用輸出引腳補償方法的最終Aol 修正結(jié)果,,其符合圖 9.46 所示的一階預測。
圖 9.48:AC 穩(wěn)定性圖:輸出引腳補償
我們將采用圖 9.49 的電路進行基于最終輸出引腳補償?shù)乃矐B(tài)穩(wěn)定性測試,。
圖 9.49:瞬態(tài)穩(wěn)定性測試:輸出引腳補償
圖 9.50 的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果證明我們確實已經(jīng)正確地為用于 CMOS RRO 差動放大器的輸出引腳補償方法選擇了合理的補償值,。
圖 9.50:瞬態(tài)穩(wěn)定性結(jié)果:輸出引腳補償
圖 9.51 的 TINA 電路使我們能夠確定圖 9.46 中的預測 Vout/Vin轉(zhuǎn)移函數(shù)是否正確。
圖 9.51:Vout/Vin AC 響應電路:輸出引腳補償
我們可以從圖 9.52 看出針對由輸出引腳補償方法補償之后的 INA152 電路的 Vout/Vin AC 閉環(huán)響應,。圖 9.46 的對比說明我們的預測響應符合模擬結(jié)果,,閉環(huán)響應圖從稍高于 35kHz 之處開始傾斜。
圖 9.52:Vout/Vin AC 響應:輸出引腳補償
我們在圖 9.53 中返回到最初的 CMOS RRO 應用并在 INA152 中增加輸出引腳補償,,另外關(guān)閉整個環(huán)路,,以便利用瞬態(tài)穩(wěn)定性測試來檢查穩(wěn)定性。
圖9.53:可編程電源:輸出引腳補償
圖 9.54 表明,,通過利用輸出引腳補償方法消除 INA152 輸出的電容負載不穩(wěn)定性,,我們可以實現(xiàn)穩(wěn)定的可編程電源。
圖9.54:可編程電源:基于輸出引腳補償?shù)乃矐B(tài)穩(wěn)定性測試
鉭電容器簡介
在電容器值超過約 1uF 情況下,,往往采用鉭電容器,,因為其具有較高的電容值及相對較小的尺寸。鉭電容器并非純粹的電容,。它們還具有 ESR 或電阻元件及較低的寄生電感與阻抗(參見圖 9.55),。除電容之外,,它最重要的組件是 ESR,。在采用輸出引腳補償方法實現(xiàn)穩(wěn)定性時,應當確保 ESR 小于 RCO/10,,以保證 RCO 是主導電阻,,從而設定 Aol 修正曲線的零點。
圖 9.55:鉭電容器與輸出引腳補償說明
關(guān)于作者:
Tim Green 于 1981 年畢業(yè)于亞利桑那大學 (University of Arizona) 并獲得電子工程學士學位,。他是一名杰出的模擬與混合信號板級/系統(tǒng)級設計工程師,,擁有長達 24 年之久的豐富經(jīng)驗,其涉及的工作領域包括無刷馬達控制,、飛機噴氣發(fā)動機控制,、導彈系統(tǒng)、功率運算放大器,、數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)及 CCD 相機等,。最近,Tim 還從事了有關(guān)模擬與混合信號半導體戰(zhàn)略營銷方面的工作,。他現(xiàn)任亞利桑那州圖森市TI公司的線性應用工程經(jīng)理,。