摘 要： 設(shè)計(jì)了一款用于雙極型步進(jìn)電機(jī)的斬波驅(qū)動電路，采用可變增益放大器實(shí)現(xiàn)電流檢測和角度細(xì)分以提高精度,，采用新型低功耗功率放大電路降低芯片功耗,，并采用0.35 μm BCD工藝，最高輸出電壓為35 V,，驅(qū)動能力為±2.5 A,。測試結(jié)果表明，負(fù)載電源靜態(tài)電流為3.9 mA,，功率管導(dǎo)通電阻不超過0.23 Ω,，斬波電流誤差小于8%。
關(guān)鍵詞： 斬波驅(qū)動,；電流檢測,；功率放大電路
0 引言
步進(jìn)電機(jī)作為控制執(zhí)行元件，它的無累積誤差[1]等特點(diǎn)使其在數(shù)字控制系統(tǒng),、工業(yè)控制等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用,，它的性能主要取決于驅(qū)動器的設(shè)計(jì)。驅(qū)動器中多采用斬波驅(qū)動技術(shù)以提高步進(jìn)電機(jī)輸出轉(zhuǎn)矩和電源利用效率,，其電路設(shè)計(jì)的好壞決定著角度細(xì)分中微步步距角的精度,。在傳統(tǒng)的斬波驅(qū)動器設(shè)計(jì)中，電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜,，精度不高,。本文設(shè)計(jì)了一款基于0.35 μm BCD工藝實(shí)現(xiàn)的斬波驅(qū)動電路,，精確度高、功耗低且可直接由數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)角度細(xì)分,。
1 斬波驅(qū)動系統(tǒng)設(shè)計(jì)
斬波驅(qū)動電路系統(tǒng)構(gòu)架如圖1所示,，包括電流檢測電路、斬波邏輯控制電路,、功率放大電路,，其中功率放大電路由柵極驅(qū)動級電路和H橋電路組成。當(dāng)電流檢測電路檢測到電機(jī)線圈電流達(dá)到額定值后復(fù)位SR鎖存器,，使線圈電流進(jìn)入衰減狀態(tài),，開關(guān)K0打開，外接RC振蕩器衰減到VL電壓后置位SR鎖存器,，線圈電流重新進(jìn)入充電狀態(tài),。上述過程不斷重復(fù)，使線圈電流在斬波意義上逼近恒定值,。
對于斬波驅(qū)動電路來說,，斬波電流精度和功耗是兩個(gè)重要指標(biāo)，斬波電流精度主要受電流檢測電路精度影響,，功耗主要由功率放大電路設(shè)計(jì)的好壞決定,。因此電流檢測電路和功率放大電路的設(shè)計(jì)是整個(gè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。
2 電流檢測電路設(shè)計(jì)
電流檢測有多種實(shí)現(xiàn)方式[2],，如圖1所示,，該結(jié)構(gòu)采用串聯(lián)電阻法，結(jié)構(gòu)簡單穩(wěn)定,、精度高且無帶寬限制,。由于電機(jī)相電流會達(dá)到安培量級，出于對功耗和功能的考慮,，串聯(lián)電阻RS阻值較小,，采樣電壓VS限制在很小的范圍內(nèi),。
微步細(xì)分[3]的傳統(tǒng)設(shè)計(jì)常采用DAC將量化的正弦波數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)化為模擬參考電壓VREF,，再通過比較器比較VREF與VS的相對大小，進(jìn)而控制相電流形成按正余弦規(guī)律變化的階梯波,，由于采樣電壓Vs值很小,，對比較器精度有很高要求。
針對上述問題,，本文提出了一種改進(jìn)型的電流檢測電路,。如圖2所示，將采樣電壓VS經(jīng)非線性可變增益放大器放大,，然后與固定的參考電壓VREF比較,，這樣大大精簡了電路結(jié)構(gòu),，減小了電路輸入失調(diào)對檢測誤差的影響。
通過選取合適的可變增益放大器的增益,，如式（1）所示,，其中數(shù)字量D0，D1,，…,，Dm-1的二進(jìn)制權(quán)重可通過數(shù)字信號D[3：0]控制相電流幅度形成按正余弦規(guī)律變化的階梯波，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)最高1/16步進(jìn)的角度細(xì)分,。
電路中各模塊輸入失調(diào)的影響如式（2）所示,，其中vos_VGA和vos_COM分別表示可變增益放大器和比較器的輸入失調(diào)電壓，由此可知上述失調(diào)電壓僅僅在相電流較小時(shí)對精度有影響,，而此時(shí)D取較大二進(jìn)制數(shù),，vos_COM對精度影響可忽略不計(jì)。
此結(jié)構(gòu)中可變增益放大器的設(shè)計(jì)是重點(diǎn),，它要求能放大接近地電平的正電壓小信號,、精確度高并且輸入失調(diào)電壓小，本文通過改變輸出電阻實(shí)現(xiàn)增益改變[4],，具體電路如圖3所示,，圖中省去了控制信號D[2：0]到Y(jié)0，Y1,，…,，Y7的譯碼電路。
圖3中MP4,、MP5,、Q2、MP6,、MP7,、R2構(gòu)成一個(gè)反饋系統(tǒng)；MP4,、MP5,、Q2構(gòu)成前置放大器，Q2工作在放大區(qū),，VQ1與VQ2為輸入信號,；MP6、MP7,、R2構(gòu)成反饋網(wǎng)絡(luò),。由于MP4、MP5構(gòu)成共源共柵結(jié)構(gòu),，VP1處輸出電阻很高,，可以認(rèn)為工作過程中VQ1與VQ2差值恒定,，那么流過MP7的電流變化量?駐iMP7如式（3）所示，其中駐VQ1,、VQ2表示VQ1,、VQ2的電壓變化量。
圖3中MP2,、MP3,、Q1、R1構(gòu)成升壓電路,，并與MP4,、MP5、Q2,、R2結(jié)構(gòu)對稱且對應(yīng)器件參數(shù)相同,，MN0為二極管Q1、Q2提供基極電流,。同樣地,，有?駐VQ1=?駐VS，并且當(dāng)輸入電壓VS為零電平時(shí),，忽略輸入失調(diào)電壓,，流過MP7的電流為零，滿足了放大接近地電平正電壓小信號的目的,。此外MP2,、MP3構(gòu)成的電流鏡結(jié)構(gòu)，使得升壓電路受電源VCC的波動影響很小,，避免了傳統(tǒng)檢測電路中上拉電阻結(jié)構(gòu)受電源電壓波動影響的弊端,。
MP6、MP7與MP8,、MP9構(gòu)成共源共柵電流鏡且對應(yīng)器件參數(shù)相同,，有iMP7=iMP8；輸出電壓VG與輸入電壓VS的關(guān)系如式（4）所示,，其中R3,，R4，…,，Rm+3表示串聯(lián)進(jìn)MP8,、MP9支路的電阻：
3 低功耗功率放大電路設(shè)計(jì)
本設(shè)計(jì)的功率放大電路中采用H橋結(jié)構(gòu),，H橋橋臂上下管都采用N型電力MOSFET[5],，并通過并聯(lián)盡量多的電力MOSFET來獲得較低的導(dǎo)通電阻。
上管作為高壓側(cè)開關(guān)管,，其柵極驅(qū)動電路如圖4所示,，其中MN0表示上管,，為保證其較低的導(dǎo)通電阻，通過電荷泵得到高于負(fù)載電源電壓VBB大約5 V的柵極驅(qū)動電壓VCP[6],。
圖4中,，VP和VN是數(shù)字開關(guān)信號Vinh經(jīng)電平轉(zhuǎn)換電路產(chǎn)生的模擬開關(guān)信號，高低電平分別為VCP和VBB,，VP與Vinh同相,，VN與Vinh反相。
當(dāng)Vinh為高電平MN3管打開,，VOUT端通過D1,、MN3、MN4形成對地的電流通路,，VB拉低到VOUT電壓以下,，以保證MN1處于關(guān)閉狀態(tài)；同時(shí)打開MP0管,，從而對MN0管柵極迅速充電并打開,，其中R0為限流電阻。在上管打開期間,，VOUT保持高電壓,，D1、MN3,、MN4通路會有持續(xù)漏電流,，因此MN7選用較小尺寸同時(shí)增加MN5、MN6管,，在Vinh變?yōu)楦唠娖剿查g產(chǎn)生一個(gè)高電平脈沖Vm打開MN5管,，為MN1柵極電荷提供額外的泄放通路，降低靜態(tài)電流,，減小導(dǎo)通時(shí)間,。
當(dāng)Vinh為低電平時(shí)，MN3,、MP0管關(guān)閉,，MP1、MP2管打開,，VCP端通過R1,、MP2、D2形成到VOUT的通路,，VA拉高并保持高于VOUT電壓6 V左右,，VB通過MN2跟隨VD升高打開MN1管，從而使MN0柵極電容迅速放電并關(guān)斷；同樣地,，由于在上管關(guān)閉期間R1,、MP2、D2通路存在持續(xù)漏電流,，因此R1選擇大阻值以降低靜態(tài)電流,，MP1、MN2為MN1提供低阻抗充電通路,，大大降低關(guān)閉時(shí)間,。
上述設(shè)計(jì)中較小的靜態(tài)電流和開關(guān)時(shí)間保證了較低的靜態(tài)功耗和開關(guān)功耗。
下管柵極驅(qū)動電路如圖5所示,，數(shù)字控制信號Vinl通過電平轉(zhuǎn)換電路MP0′,、MN1′對下管MN0′充放電，從而實(shí)現(xiàn)功率管的打開和關(guān)閉,。R0′,、R1′、D0′與上管驅(qū)動中R0,、R1,、D0作用一致。
為了避免橋臂直通,，本電路在柵極控制信號Vinh和Vinl之間了設(shè)置合理的死區(qū)時(shí)間,，使兩者同時(shí)為零。
在柵極驅(qū)動電路中,，限流電阻的選擇對于開關(guān)功耗至關(guān)重要,。減小限流電阻阻值能減小開關(guān)時(shí)間及開關(guān)功耗，但若過小,，開關(guān)功耗有可能不會降低反而急劇升高,。
考慮到功率管的極間電容，柵極驅(qū)動電路如圖6所示,。該圖表示上管MN0關(guān)閉,，下管MN0′打開瞬間的情況。下管MN0′打開,，VOUT電壓下降,，下管柵極驅(qū)動僅對米勒電容CGD2充電，充電電流為i0,，此時(shí)MN0′的柵源電壓恒定且近似為功率管閾值電壓VTH,。VOUT下降速率如式（5）所示，為定值,。因?yàn)镸P0′的導(dǎo)通電阻相比限流電阻R0′較小,，式中忽略了它的影響。
上管MN0的柵源電壓VGS1由式（6）給出，其中RMN1表示MN1的導(dǎo)通電阻,。
通過式（6）并且考慮電力MOSFET的特點(diǎn),，VGS1的最大值VGS1_MAX簡化表達(dá)式為：
由式（7）可以得出,，若要減小關(guān)閉時(shí)間,，需減小限流電阻R0′，同時(shí)要增加MN1管面積來減小RMN1,，因此存在性能與面積間的折中關(guān)系,。同樣，對于上管驅(qū)動中限流電阻R0有同樣關(guān)系式,。
另外過高的dVout/dt會引起晶體管反向恢復(fù)電流增加,，導(dǎo)致功率管源-漏極電壓超過干線電壓VBB造成晶體管擊穿，上述情況需要同時(shí)加以考慮,，選取最合適的限流電阻R0′值,。
4 仿真與測試結(jié)果
圖7給出了帶載步進(jìn)電機(jī)正常工作時(shí)VS電壓所反映的斬波過程，VS經(jīng)歷正電壓,、負(fù)電壓和零電壓分別代表電機(jī)線圈充電,、快衰減和滿衰減。
圖8給出了角度細(xì)分下帶載步進(jìn)電機(jī)正常工作時(shí)VS電壓,，圖8（a）是1/16步進(jìn)時(shí)的整體正弦波形,，圖8（b）是1/4步進(jìn)時(shí)的局部臺階。波形的毛刺是正常工作過程中續(xù)流體二極管的反向恢復(fù)電流引起的,。
其他主要參數(shù)的詳細(xì)測試結(jié)果以及目標(biāo)值如表1所示,。測試結(jié)果顯示了該電路具有較低的功耗和較高的斬波電流控制精度，很好地實(shí)現(xiàn)了設(shè)計(jì)目標(biāo),。
5 結(jié)論
本文完成了應(yīng)用于兩相雙極性步進(jìn)電機(jī)的斬波橫流驅(qū)動電路設(shè)計(jì),，測試結(jié)果表明滿足驅(qū)動能力要求，具有較高的精度較低的靜態(tài)功耗以及動態(tài)功耗,，并且易集成角度細(xì)分控制,。同樣的結(jié)構(gòu)也可以應(yīng)用于三相及以上的步進(jìn)電機(jī)驅(qū)動芯片或者直流電機(jī)中，因此具有廣泛用途,。
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