文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.2015.07.036
中文引用格式： 李良光,，鄭加，周建,，等. 改進(jìn)型單周期控制SIDO-Buck變換器研究[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2015,，41(7)：129-131,，135.
英文引用格式： Li Liangguang，Zheng Jia,，Zhou Jian,，et al. Study on improved one-cycle control on SIDO-buck converter[J].Application of Electronic Technique，2015,，41(7)：129-131,，135.
0 引言
電源是保證電子設(shè)備正常工作的動(dòng)力源，隨著電子技術(shù)的進(jìn)步,，電子設(shè)備向小型化,、高效率、多功能等目標(biāo)發(fā)展,。便攜式電子設(shè)備,，如手機(jī)、數(shù)碼相機(jī)等應(yīng)用正體現(xiàn)了電子產(chǎn)品的發(fā)展趨勢(shì)：其結(jié)構(gòu)日益復(fù)雜，內(nèi)部常集成有多種不同的芯片或接口,，各子模塊往往需要不同的工作電壓,，使得其電源管理系統(tǒng)(PUM)需要提供多路輸出電壓。在傳統(tǒng)的多路非隔離輸出PUM中,，需要N路輸出就需要N個(gè)獨(dú)立的DC/DC變換器,、N個(gè)電感及電容，使得PUM在PCB中占有較大體積,。單電感多路輸出變換器是利用一個(gè)電感獲得多個(gè)獨(dú)立輸出電壓的新型變換器,，能夠使得PUM得到優(yōu)化，從而帶來(lái)較高的經(jīng)濟(jì)效益,。但單電感多路輸出技術(shù)目前還沒(méi)有得到廣泛的運(yùn)用,，因?yàn)楣ぷ饔陔姼须娏鬟B續(xù)模式(CCM)時(shí)其各輸出支路間存在嚴(yán)重的交叉調(diào)節(jié)，某一輸出支路的負(fù)載變化不僅對(duì)該支路產(chǎn)生影響,，還會(huì)導(dǎo)致其他支路輸出電壓波動(dòng),，這種交叉調(diào)節(jié)使得單電感多輸出變換器的穩(wěn)定性不高，難以滿足PUM的相關(guān)要求,。利用輸出電壓差/共模值為反饋量的峰值電流型(PCM)控制[1]能滿足輸出電壓穩(wěn)定,，但動(dòng)態(tài)響應(yīng)不高，且峰值電流控制在輸入占空比大于0.5時(shí)需要增加斜率補(bǔ)償部分來(lái)保證變換器的穩(wěn)定工作,。補(bǔ)償斜波的引入雖能避免次諧波振蕩,，但降低了單電感多路輸出變換器的動(dòng)態(tài)性能。而且,，單電感多輸出變換器中電感電流波形可能存在多個(gè)充電斜率,，導(dǎo)致補(bǔ)償斜波設(shè)計(jì)十分復(fù)雜。對(duì)此本文以單電感雙輸出SIDO-Buck變換器為例,，首先引入輸出電壓差/共模值為電壓反饋量,，分析了電路模型并建立了差/共模環(huán)路的傳遞函數(shù)；在此基礎(chǔ)上,，研究了一種無(wú)電流環(huán)的單周期控制策略,，建立了單周期控制SIDO-Buck變換器小信號(hào)模型，進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)研究,，并得出相關(guān)結(jié)論,。
1 單周期控制SIDO-Buck變換器
1.1 SIDO-Buck變換器
圖1所示為工作于CCM狀態(tài)的SIDO-Buck變換器，在Buck變換器的輸出電感側(cè)增加功率管So,，從而獲得另一個(gè)獨(dú)立輸出支路,；通過(guò)控制開(kāi)關(guān)管占空比di與do，調(diào)整輸出電壓vo1與vo2,。輸入管Si占空比di的大小決定著變換器的輸入總能量,，而輸出開(kāi)關(guān)管So則決定每個(gè)周期內(nèi)電感能量的分配，So導(dǎo)通則給C1及R1支路充電。
忽略電感電流紋波,，變換器的穩(wěn)態(tài)方程：
式(2)表明SIDO-Buck工作于CCM模式的交叉調(diào)節(jié)耦合特性：(1)改變某一支路輸出負(fù)載大小將同時(shí)影響兩路輸出電壓大?。?2)改變輸入或輸出開(kāi)關(guān)管占空比將影響兩路輸出電壓大小,。SIDO變換器除了輸出間存在交叉調(diào)節(jié)外,，輸出電壓紋波較大也影響輸出特性。SIDO-Buck變換器各支路輸出電壓紋波主要由電容充放電和電容串聯(lián)等效電阻(ESR)組成,。各支路輸出紋波大小可由式(3)表示：
1.2 SIDO-Buck變換器的差/共模環(huán)路
增加閉環(huán)控制的開(kāi)關(guān)變換器能夠使得輸出電壓具有良好的穩(wěn)態(tài)及動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能,。在SIDO-Buck變換器中引入輸出電壓差/共模值為電壓反饋量，忽略電路中存在的ESR及紋波,；設(shè)電容：C1=C2=C,；差/共模電壓量：vdm=vo1-vo2，vcm=(vo1+vo2)/2,，可得SIDO-Buck變換器的狀態(tài)方程：
共模環(huán)路通過(guò)調(diào)整輸入開(kāi)關(guān)管Si占空比di來(lái)控制輸出電壓的共模量,，差模環(huán)路則通過(guò)調(diào)整輸出開(kāi)關(guān)管So占空比do來(lái)控制輸出電壓的差模量[2]。在分析共模環(huán)路時(shí),，忽略差模環(huán)路影響,，則輸入占空比di對(duì)輸出共模電壓影響用傳遞函數(shù)Fcmv(s)表示：
當(dāng)共模環(huán)路穩(wěn)定工作時(shí),，輸出電壓的共模量恒定,，則電感電流iL大小也保持恒定。假設(shè)輸出占空比do的變化不改變電感電流變量,，僅與各支路輸出電壓vo1和vo2有關(guān),。因此，得到簡(jiǎn)化后的輸出占空比do至輸出的差模環(huán)路傳遞函數(shù)Fdmv(s)：
1.3 單周期控制SIDO-Buck變換器
因單周期控制輸出響應(yīng)速度較慢,，為提高共模環(huán)路的輸出穩(wěn),、動(dòng)態(tài)特性，引入輸出電壓反饋并增加PI補(bǔ)償電路[3-4],。圖2所示為增加PI補(bǔ)償?shù)膯沃芷诳刂芐IDO-Buck變換器,，在共模環(huán)路中，輸出電壓經(jīng)過(guò)反饋后得共模分量VCM,，共模電壓與共模給定值VCM-ref進(jìn)行比較后得誤差電壓ve,，通過(guò)PI補(bǔ)償?shù)醚a(bǔ)償電壓vc；在單周期控制(OCC)中,，當(dāng)觸發(fā)時(shí)鐘來(lái)臨時(shí),，RS鎖存器導(dǎo)通，di輸出為高電平,，輸入開(kāi)關(guān)管Si導(dǎo)通,，電感側(cè)電壓VA=Vg，將VA進(jìn)行反饋后再進(jìn)行積分(INT)，當(dāng)積分的輸出值vi達(dá)到補(bǔ)償值vc時(shí),，通過(guò)比較器產(chǎn)生復(fù)位信號(hào),，RS鎖存器輸出為低電平，Si關(guān)斷,，VA=0,，積分復(fù)位為零[5]。
與電流控制不同,，這里不論輸入與輸出開(kāi)關(guān)管的占空比存在何種關(guān)系,，只要輸入開(kāi)關(guān)管Si導(dǎo)通，則VA=Vg,，積分器的輸出總是線性增加,。與電流控制相比，無(wú)需復(fù)雜的補(bǔ)償設(shè)計(jì),，具體實(shí)現(xiàn)起來(lái)比簡(jiǎn)單,。因單周期控制本身的響應(yīng)速度較慢，對(duì)于共模環(huán)路的補(bǔ)償設(shè)計(jì)應(yīng)增大比例系數(shù),，減小積分系數(shù),，以提高響應(yīng)速度。圖3所示即為共模環(huán)路的閉環(huán)控制模型,，其中Gc為PI補(bǔ)償?shù)念l域函數(shù),；H為反饋函數(shù)；Ho為單周期控制傳遞函數(shù),。
差模環(huán)路是基于共模環(huán)路穩(wěn)定時(shí)電感電流恒定原則進(jìn)行設(shè)計(jì)的,，故共模環(huán)路的穩(wěn)定性決定著整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性；對(duì)于差模環(huán)路,，這里采用電壓型PWM控制,，對(duì)取樣的輸出電壓差模值與給定值相減后進(jìn)行PI補(bǔ)償，并采取PWM后緣調(diào)制,。將上述兩個(gè)閉環(huán)子系統(tǒng)進(jìn)行組合,，便可得到單周期控制整個(gè)SIDO-Buck系統(tǒng)的閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖，但前文的分析忽略了一個(gè)環(huán)路對(duì)另一個(gè)環(huán)路影響,。在考慮整個(gè)系統(tǒng)時(shí),，還須增加差、共模環(huán)路間的交叉耦合部分[6],；圖4為單周期控制SIDO- Buck變換器系統(tǒng)模型,，H1、H2為反饋函數(shù),；Gc為PI補(bǔ)償函數(shù),；Ge為差模環(huán)路控制模型,；G12、G21為差,、共模環(huán)路之間的交叉?zhèn)鬟f函數(shù),。
各環(huán)路間的交叉?zhèn)鬟f函數(shù)推導(dǎo)得：
其中，a=2Do-1,，Ce=2C/(a2+1),。
2 仿真及實(shí)驗(yàn)
2.1 頻域仿真
按表1參數(shù)，對(duì)采用單周期控制SIDO-Buck變換器控制系統(tǒng)進(jìn)行頻域仿真分析,。
圖5所示為單周期控制共模環(huán)路中閉環(huán)傳遞函數(shù)波特圖,，其增益裕量及相位裕量較大，有利于系統(tǒng)的穩(wěn)定,，更關(guān)鍵的是能保證電感電流的穩(wěn)定,。
2.2 實(shí)驗(yàn)研究
為進(jìn)一步研究單周期控制SIDO-Buck的實(shí)際輸出特性，進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)測(cè)試,。對(duì)于實(shí)驗(yàn)電路,，開(kāi)關(guān)管選用IRF540N，二極管選用1N5822,；由于開(kāi)關(guān)管的源極電位不固定,，增加了隔離驅(qū)動(dòng)電路；控制電路基于TMS320F2812設(shè)計(jì)完成,，設(shè)定開(kāi)關(guān)周期為36 μs,；波形記錄采用數(shù)字示波器JC1102CA。
圖6所示為單周期控制SIDO-Buck變換器工作于穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)的相關(guān)實(shí)驗(yàn)波形,。
圖6(a)為輸入與輸出驅(qū)動(dòng)波形,，各開(kāi)關(guān)管在每個(gè)周期內(nèi)同時(shí)導(dǎo)通,，但不同時(shí)關(guān)斷,，即di<do，且di=0.35,，do=0.74,。圖1(a)中的B點(diǎn)電壓vB波形如圖6(b)，其中1通道指針位置為0電位,；當(dāng)So導(dǎo)通,，vB=3.3 V(vo1)，Si關(guān)斷vB=5.4 V(vo2+0.4 V,，其中1N5822導(dǎo)通壓降為0.4 V),，從B點(diǎn)電壓波形便可知各支路輸出電壓大小。B點(diǎn)電壓波形主要與輸出管的開(kāi)關(guān)模態(tài)相關(guān),，與輸入驅(qū)動(dòng)無(wú)關(guān),。圖6(c)為各輸出支路的電壓波形(1通道衰減10倍),，為驗(yàn)證電路輸出紋波是否滿足設(shè)計(jì)要求，將vo1輸出支路滿載(R1=2 Ω),，測(cè)得3.3 V輸出支路的電壓峰-峰值為120 mV,，為輸出值的3.6%；5.0 V輸出電壓峰峰值為60 mV,，為輸出值的1.2%,，滿足了實(shí)驗(yàn)預(yù)期要求。圖6(d)為輸出電壓與輸入驅(qū)動(dòng)波形,，只有在輸入,、輸出管關(guān)斷時(shí)，電感L才能對(duì)vo2支路進(jìn)行充電,，當(dāng)新一個(gè)周期開(kāi)始時(shí),，vo2支路充電結(jié)束。對(duì)于vo1支路,，在一個(gè)周期開(kāi)始時(shí),，Si、So導(dǎo)通,，則vo1支路開(kāi)始充電,，電壓開(kāi)始線性上升，當(dāng)輸入管Si關(guān)斷后,，電感由充電狀態(tài)轉(zhuǎn)為放電狀態(tài),，當(dāng)輸出管So關(guān)斷，則vo1支路充電結(jié)束,。
SIDO-Buck變換器的輸出交叉調(diào)節(jié)在輕載時(shí)最大[7],，故這里僅研究輸出輕載時(shí)的暫態(tài)波形。設(shè)io1=200 mA,，io2從100 mA到300 mA跳變,，由圖6(e)、(f)可知電流的突變?cè)斐闪穗妷簐o2跌落,，幅度約為20 mV,；除此之外，電流突變還造成了交叉調(diào)節(jié),，輸出電壓vo1跌落約40 mV,。各跌落電壓分別為輸出3.3 V的1.22%、5.0 V的0.4%,，滿足了設(shè)計(jì)要求,。
3 結(jié)論
針對(duì)SIDO-Buck變換器中存在輸出交叉調(diào)節(jié)的問(wèn)題，本文引入以輸出電壓的差/共模值為反饋量,，采用單周期控制實(shí)現(xiàn)共模環(huán)路輸出穩(wěn)定,，采用PWM電壓控制差模環(huán)路輸出,。頻域仿真波特圖表明，采用單周期控制的共模環(huán)路具有較高的穩(wěn)定性,，實(shí)驗(yàn)波形表明采用單周期控制使輸出具有較小的交叉調(diào)節(jié),，系統(tǒng)輸出具有較好的動(dòng)態(tài)特性，輸出紋波電壓不大且選用低ESR值的濾波電容能進(jìn)一步減小輸出電壓紋波大小,。
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