0 引言

    隨著工藝技術(shù)的發(fā)展,，CMOS器件的尺寸以及功耗越來越小。為了便于攜帶,，要求用于移動設(shè)備中的射頻集成電路具有較低的功耗,。然而，由于線性度和功耗兩者之間的相互制約,，高線性度設(shè)計逐漸成為目前CMOS射頻集成電路領(lǐng)域研究的重點和熱點^[1-4],。

    一般而言，由于混頻器的輸入信號功率遠(yuǎn)大于低噪聲放大器的輸入信號功率,，因此射頻接收機的線性度主要受限于混頻器,，并使混頻器的線性度成為其較為重要的考量指標(biāo)。目前,，關(guān)于改進混頻器線性度的技術(shù)已經(jīng)有了較多的研究成果,。文獻(xiàn)[5]通過在晶體管本征柵源電容并聯(lián)電容，降低了三階交調(diào)分量IMD3的幅度,。雖然該技術(shù)改進了三階交調(diào)點IIP3,，但是額外的電容限制了電路的工作頻率。文獻(xiàn)[6]通過在開關(guān)級引入LC濾波電路,，并利用濾波器降低了在本振頻率處開關(guān)級晶體管寄生電容的影響,，實現(xiàn)了開關(guān)級線性度的提高，但改善非常有限,。

    本文采用一種全新的線性度提高技術(shù),，通過在跨導(dǎo)放大器級處引入電感源極退化方式的正反饋補償技術(shù),，提高整個混頻器電路的線性度。同時,，通過引入電流注入技術(shù)^[7-10],，改善電路的噪聲和增益性能。該混頻器采用TSMC 0.13 μm CMOS工藝設(shè)計,，運用ADS2009U軟件對其進行仿真驗證,，并進行了版圖設(shè)計。仿真結(jié)果表明,，該混頻器在不影響其他指標(biāo)的前提下,，極大地提高了其線性度IIP3指標(biāo)，使其達(dá)到8.6 dBm的高線性度,。通過合理優(yōu)化整體參數(shù),，噪聲系數(shù)僅為10.9 dB，增益高達(dá)14 dB,，在同類混頻器設(shè)計中,，性能指標(biāo)較優(yōu),。

1 線性度提高技術(shù)

    由于有源混頻器的線性度主要取決于跨導(dǎo)級的線性度,，因此本文在跨導(dǎo)級引入線性提高技術(shù)。圖1給出了本文所采用的跨導(dǎo)級電路圖,，它由M₁和M₂組成的CMOS反相器,、共柵晶體管M₃、電流源M4和退化電感L₁～L₃組成,。共柵晶體管M₃作為輔助放大器,，用于抵消作為主放大器的CMOS反相器所產(chǎn)生的三階交調(diào)分量IMD3。源極退化電感L₁和L₂用于輸入阻抗的匹配^[5],，退化電感L3用于控制正反饋補償中的三階跨導(dǎo)分量,。該電路通過主從放大器產(chǎn)生大小相等、相位相反的IMD3分量,，并在其相加時抵消,，從而改善了混頻器的線性度。

    如圖1所示,，輸出電流I_out的大小如下所示：

    其中,，I₁、I₂和I₃分別是晶體管M₁,、M₂和M₃的漏極電流,。由于跨導(dǎo)級是電路非線性特性產(chǎn)生的主要因素，將I₁,、I₂和I₃用泰勒級數(shù)展開式表達(dá)如下：

    μ_n是器件的電子遷移率,，C_OX是柵極單位面積電容量,，V_THN是N型MOSFET的開啟電壓。式(5)的第一項代表偏置電流,，第二項和第三項代表交流信號電流,，第三項產(chǎn)生非線性失真。輸入信號V_gs越大,，MOSFET所產(chǎn)生的非線性失真越明顯,。

    為了分析每一個電感源極退化放大器所產(chǎn)生的非線性效應(yīng)，圖2給出了包含有退化電感的CMOS模型的電路圖,。其中圖2(a)為共源結(jié)構(gòu)的NMOS,，圖2(b)為共源結(jié)構(gòu)的PMOS，圖2(c)為共柵結(jié)構(gòu)的NMOS,。為了簡化分析,，該模型忽略了對線性度影響較小MOS晶體管二階效應(yīng)，如溝道長度調(diào)制效應(yīng),、體效應(yīng),，以及其他的寄生電容效應(yīng)。由圖2可知,，漏電流(I₁,、I₂和I₃)和輸入電壓(V_RF)之間的關(guān)系表達(dá)式如下所示：

    其中，V_gs1,、V_gs2和V_gs3分別是MOS器件M₁,、M₂和M₃的柵源間電壓。

    將式(2)～式(4)和式(7)～式(10)代入到式(1)中可得到^[11]：

    本文所采用的跨導(dǎo)級的輸出電流包含有基波頻率的二階和三階交調(diào)分量,，較高階次的交調(diào)分量已經(jīng)在計算過程中忽略,。相應(yīng)跨導(dǎo)級的輸入三階交調(diào)點IIP3可被表示為：

    其中，一階跨導(dǎo)g_m1是跨導(dǎo)級的基本增益,。IMD3主要取決于三階跨導(dǎo),，而三階跨導(dǎo)由退化電感和工藝相關(guān)參數(shù)(k₁、k₂和k₃)決定,。為了便于分析與計算,，僅將式(11)中每個跨導(dǎo)的前三項代入式(12)中，可得：

    式(13)中一階跨導(dǎo)g_m1的前兩項和第三項分別代表了主從放大器的基本跨導(dǎo)系數(shù),。式(13)表明：為了使混頻器具有基本增益,，必須保證前兩項要大于第三項，而且,，需要合理地設(shè)計退化電感的大小以抵消該跨導(dǎo)級的三階跨導(dǎo)項g_m3,，退化電感的取值應(yīng)如下式所示^[11]：

    上式中電感L₁和L₂必須采用較小的數(shù)值，主要有三個方面的原因：(1)由于k₁和k₂是決定跨導(dǎo)級基本增益的主要因素，因此工藝相關(guān)參數(shù)k₁和k₂應(yīng)相對大于k₃,；(2)較大的L₁和L₂使得式(13)的分母增加,，惡化了跨導(dǎo)級的IIP3，且較大的L₁和L₂增加了電路芯片的面積,，提高了設(shè)計成本,；(3)L₃的電感值基于式(14)進行選取，且鑒于L₁,、L₂和L₃也對電路的輸入阻抗造成影響,，因而在取值的過程中也要兼顧電路的輸入阻抗，使其匹配到50 Ω,。所以通過合理優(yōu)化設(shè)計參數(shù),，本文所采用的跨導(dǎo)級電路可有效減小三階交調(diào)分量，得到較高的IIP3值,。

2 工作原理與性能分析

    圖3所示為本文所設(shè)計的混頻器電路圖,，該混頻器基于折疊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其主要由四部分組成：跨導(dǎo)級(M₁～M₃),、開關(guān)級(M₄～M₅),、負(fù)載級(R_L)和電流注入級(M6～M7)。通過引入電流注入結(jié)構(gòu),，改善了混頻器的增益和噪聲特性,。

    此混頻器采用TSMC 0.13 μm CMOS工藝設(shè)計，運用ADS2009U軟件對其進行仿真,，并完成了版圖設(shè)計,。如上所述，在保證輸入阻抗匹配的前提下,，盡量選擇較小的L₁和L₂的電感值，而且L₃電感值的選取要滿足式(14)所示的條件,，以抵消該跨導(dǎo)級的三階跨導(dǎo)項g_m3,，進而改善電路的線性度。

    混頻器工作電壓為1.2 V,，射頻輸入頻率2.45 GHz,，功率-30 dBm；本振頻率2.35 GHz,，功率0 dBm,，工作電流為7.2 mA。輸入三階交調(diào)點的IIP3仿真結(jié)果圖如圖4所示,。在本振功率為0 dBm時,，其為8.6 dBm，線性度指標(biāo)較優(yōu),。圖5和圖6分別給出了噪聲系數(shù)NF和轉(zhuǎn)換增益隨著本振功率變化的仿真結(jié)果,，在本振功率為0 dBm時,，噪聲系數(shù)為10.9 dB，增益為14 dB,。

    圖7為該混頻器電路的版圖,，版圖尺寸為0.71 mm×0.62 mm。表1給出了本文所設(shè)計的高線性度混頻器與以往文獻(xiàn)所設(shè)計的混頻器的比較結(jié)果,。為了便于比較,，給出了采用式(15)所示的歸一化FOM指標(biāo)^[12]。由該表可見,，本文所設(shè)計的混頻器的綜合性能指標(biāo)最優(yōu),，F(xiàn)OM達(dá)到16.06 dB。

式中,，G為增益,，NF為噪聲系數(shù)，P為電路所消耗的功耗,。

3 結(jié)論

    本文通過理論分析,，為抵消三階跨導(dǎo)分量，得到更高的線性度提供了設(shè)計方向,。該跨導(dǎo)放大器最終應(yīng)用于折疊結(jié)構(gòu)式混頻器當(dāng)中,，以改善混頻器的線性度，并且通過引入電流注入技術(shù)改善電路的增益和噪聲,。仿真結(jié)果表明,，該混頻器達(dá)到IIP3=8.6 dBm的較高線性度，增益高達(dá)14 dB,，噪聲系數(shù)僅為10.9 dB,。通過與其他相關(guān)研究成果相比較可知，本文所設(shè)計的混頻器歸一化FOM指標(biāo)最優(yōu),，達(dá)到16.06 dB,。

    通過采用本文提供基于電感源極退化技術(shù)的高線性跨導(dǎo)放大器設(shè)計方法，并利用TSMC 0.13 μm CMOS工藝完成了某型號UWB射頻通訊芯片中的混頻器單元設(shè)計與仿真,。目前,，該混頻器電路芯片已下線，并利用多項目晶圓合作MPW項目進行了流片,。

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