《電子技術(shù)應用》
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一種超低靜態(tài)功耗LDO的設(shè)計
2015年電子技術(shù)應用第11期
劉 博1,,2,,劉 欣3,樊曉華3,,楊 駿1,,3,,張海英3
(1.南京中科微電子有限公司,江蘇 南京210042;2.中國科學院大學,,北京100049,; 3.中國科學院微電子研究所,北京100029)
摘要: 介紹了一種采用0.35 μm CMOS工藝制作的LDO電路,。電路采用工作在亞閾值區(qū)的跨導放大器使得電路工作在超低靜態(tài)電流下,,因此實現(xiàn)了超低靜態(tài)功耗和高效率性能。整個電路所占面積約為0.8 mm2,,在典型工作狀態(tài)下電路總的靜態(tài)電流約為500 nA,,最大負載電流為150 mA。電路輸入電壓為3.3 V~5 V,,輸出電壓為3 V,。
中圖分類號: TN432
文獻標識碼: A
DOI:10.16157/j.issn.0258-7998.2015.11.014

中文引用格式: 劉博,劉欣,,樊曉華,,等. 一種超低靜態(tài)功耗LDO的設(shè)計[J].電子技術(shù)應用,2015,,41(11):51-53,,57.
英文引用格式: Liu Bo,Liu Xin,,F(xiàn)an Xiaohua,,et al. An ultra-low quiescent current LDO[J].Application of Electronic Technique,2015,,41(11):51-53,,57.
An ultra-low quiescent current LDO
Liu Bo1,2,,Liu Xin3,,F(xiàn)an Xiaohua3,Yang Jun1,,3,Zhang Haiying3
1.Nanjing CSM-IC Microelectronics Inc.,,Nanjing 210046,,China; 2.University of Chinese Academy of Sciences,,Beijing 100049,,China; 3.Institute of Microelectronics of Chinese Academy of Sciences,,Beijing 100029,,China
Abstract: A low voltage low dropout regulator(LDO) is presented, which utilizes the proposed operational transconductance amplifier working in the subthreshold region to achieve ultra-low quiescent current, thus contributing to a low power consumption and a high efficiency. The proposed LDO is designed in a 0.35 μm standard CMOS process, and the whole circuit occupies an area of 0.8 mm2,dissipating a quiescent current flow of 500 nA at typical working condition as well as delivering a largest current of 150 mA at full-load condition. The circuit is operable with the input voltage ranging from 3.3 V to 5 V,and the output voltage is 3 V.
Key words : LDO,;ultra-low quiescent current,;operational transconductance amplifier;subthreshold

 

0 引言

  近年來,,各種便攜式電子產(chǎn)品的普及以及功能的日益增加,,對電源管理IC提出了更高的要求,如高集成度,、高效率以及低成本等,。在整個電源管理IC領(lǐng)域中,LDO以其電路結(jié)構(gòu)簡單,、占用芯片面積小,、輸出電壓相對穩(wěn)定等優(yōu)點,牢牢占據(jù)著電源管理IC市場很大的份額,。隨著電子產(chǎn)品功能的日益復雜與多樣化,,消費市場對其續(xù)航要求也在日益增高,這就要求電源具有更高的電流效率,,其定義如下式所示[1]:

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  其中ILoad為負載電流,,Iq為靜態(tài)電流。電流效率說明了LDO電路的存在對電源工作時間有一定程度的降低,。由上式可知,,當負載電流很大時,電流效率主要由負載電流決定,。然而,,對于很多應用來說,電路通常工作在一個低負載電流的情況下,,這時靜態(tài)電流的大小直接決定了電源的工作時間,。

  為解決上述問題,本文設(shè)計了一種超低靜態(tài)功耗的LDO電路,,其典型靜態(tài)工作電流為500 nA,,這樣極大地提高了在低負載情況下整個電路的電流效率,延長了電源壽命,。此外,,本文還采用了一種新穎的補償方式,在不增加靜態(tài)電流的情況下保證LDO的穩(wěn)定性,。

1 LDO電路的基本原理與設(shè)計

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  圖1是本文設(shè)計的LDO的基本結(jié)構(gòu)框圖,,主要包括帶隙基準電路(Bandgap)、誤差放大器(EA),、調(diào)整管(Pass Transistor)以及反饋電阻(R1,、R2)。其中帶隙基準電路為誤差放大器提供低溫漂、高精準的參考電壓Vref,,誤差放大器將輸出反饋電壓與參考電壓進行比較,,并放大其差值來控制調(diào)整管的導通狀態(tài),從而得到穩(wěn)定的輸出電壓,。輸出電壓值由下式所示:

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2 誤差放大器的設(shè)計


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  圖2給出了誤差放大器的原理圖,,采用一種對稱性運算跨導放大器(Operational Transconductance Amplifier,OTA),,其中包括一個差分對和三個電流鏡,。輸入差分對的負載是兩個相同的電流鏡,并提供了一個增益為A的電流增益,。顯然由于整體電路的對稱性,,在版圖設(shè)計時會有很好的匹配。M3與M4工作在線性區(qū),,提高了誤差放大器的線性度[2],。其低頻增益為:

  AV=gm1ARout(3)

  由于只有輸出節(jié)點是高阻,其他節(jié)點電阻約為1/gm左右,,因此主極點位于輸出節(jié)點,,在節(jié)點1、2,、3處產(chǎn)生非主極點,。從圖中可以看出,C1與C2都是交流接地的,,對于對稱的差分電路來說,,它們的交流通路是相同的,因此有相同的極點,。對于節(jié)點3,,注意到它是位于單端輸出另一端的節(jié)點,在這一節(jié)點會產(chǎn)生一個極-零點對,,零點大約是極點的兩倍,,因此對于相位裕量的影響可以忽略[3]。事實上,,電路只產(chǎn)生一個非主極點,。因此有:

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  可以看到次級點要受到A的影響,A越大,,次級點頻率越低,這也限定了A的最大值,。

  對于普通采用PMOS作為導通管的LDO來說,,通常需要一個電壓緩沖(buffer)電路來驅(qū)動導通管,以便將由其柵極電容產(chǎn)生的極點推到環(huán)路帶寬外。然而,,這種方式卻不適用于低靜態(tài)電流LDO,,因為buffer本身會消耗較大的電流。因此,,可以在LDO的反饋環(huán)路中加入一個零點以抵消導通管柵極處的極點或者輸出電容產(chǎn)生的極點,。如圖1所示,C1是導通管MPpass柵源電容與溝道電容總和,,Cc是柵漏電容,,gmi為誤差放大器的等效跨導,ro為其等效輸出電阻,,gmo為導通管MPpass的跨導,,CL與RL分別為負載電容與電阻。顯然,,在導通管柵極與輸出端各產(chǎn)生一個極點,,其傳輸函數(shù)為:

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  為了補償次級點,在電路中添加一個并聯(lián)在導通管MPpass兩端的MOS管MPpa,,其寬長比相對于導通管的比例很小,,這樣導通管柵極電壓通過MPpa轉(zhuǎn)化為電流注入到反饋電路中,可以得到一個零點ωz為:

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  通過適當選取 Rf+R2/R1的值,,可以對電路進行有效的補償,,并且不隨負載電容的變化而變化。當該值大于1時,,零點的頻率低于次級點的頻率,,補償效果會很好,但是當這個值過大時會影響交流信號通過導通管的主支路,,從而導致輸出電壓瞬態(tài)響應變差,;當這個值遠小于1時,又會使補償效果變差,。因此,,在實際電路設(shè)計中要進行折中。

  這種補償方式可以解決交流補償,,但在直流方面還存在問題,。首先,MPpa會將直流電流注入到反饋電路中,,并且這個電流會隨著負載的變化而變化,,因此會造成輸出電壓失調(diào),并且降低了負載調(diào)整率,。此外,,當負載電流很小時,,gmp的值也會很小,無法為電路提供有效的環(huán)路補償,。對于后一個問題,,可以在MPpa和MPpass管的柵極間添加一個電阻,為Mpa的柵極提供一個電壓VOS,,這樣即使MPpass進入亞閾值區(qū),,并聯(lián)路徑仍然會通過MPpa管提供一個有效的電流信號。為解決前一個問題,,可以在MPpa源漏端加入兩個電流源,,這樣通過MPpa的電流大小不會隨負載的變化而變化,同時也幾乎不會有電流流入反饋網(wǎng)絡而造成輸出電壓失調(diào),。對圖1 的電路作小信號分析可知,,由于電流源的高阻特性,需要在MPpa源極接一個較大的電容Cp以保證交流信號從其柵極轉(zhuǎn)換到漏極,,可以等效為一個高通濾波器,,其截止頻率為gmp/Cp。若當Cp較小時,,截止頻率位于零點ωz的右側(cè),,會造成一個增益凹陷,導致系統(tǒng)不穩(wěn)定,。因此需要有:

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  如果在空載情況下,,流過Mpa管的電流為1 nA,gmp=40 nA/V,,gmo=200 nA/V,,CL=1 F,則可得到Cp約為40 nF,,這樣大的電容在片上是很難實現(xiàn)的,。

  上述提到的增益凹陷來自于兩個信號,一個是MPpass漏極信號,,它對于電容CL有一個1/s的頻率響應,,另一個是MPpa的漏極信號,它對于電容Cp有一個s的頻率響應,,這兩個信號在電路反饋端互相抵消,。為了解決這個問題,本文采用了一種RC頻率響應網(wǎng)絡的方法來代替Cp,。在RC網(wǎng)絡中,,Ck+1=nCk,Rk+1=mRk,,其中k為該網(wǎng)絡的級數(shù),如圖3所示,,電容為串聯(lián)關(guān)系,,而電阻為并聯(lián)關(guān)系。圖4給出了每個元件在對數(shù)坐標下的電導圖,,斜線為電容的電導線,直線為電阻的電導線,,它們分別為平行且等間距,,電容與電阻的曲線相交。在高頻情況下,,電容C0的電導值在串聯(lián)電容中起主導作用,,隨著頻率降低,該值不斷降低,,直到遇到電阻R0的電導曲線,。當頻率繼續(xù)降低時,電阻R0的電導值起主導作用并不隨頻率變化,,直到遇到電容C1的電導曲線,。以此類推可以得到該網(wǎng)絡的頻率響應曲線,可以看出該曲線是在電容與電阻之間變換的分段線性曲線,,頻率范圍為1/R0 C0到1/[n(mn)kR0 C0],。該網(wǎng)絡頻率響應可以近似為一個sa的分頻響應網(wǎng)絡,其中a=lgm/lg(mn)[4],。隨著網(wǎng)絡級數(shù)的增加,,低頻的電導交點會繼續(xù)下延。為得到更好的近似曲線,,應該使用較小的m與n和較大的k值,,但這樣做會增加電路的復雜性與面積,這里采用m=n=k=2,,則有a=1/2,,這使得MPpa漏極的頻率響應變?yōu)閟1/2,可以很好地避開增益凹陷,。同時,,按照前面的假設(shè),并設(shè)R0=1/2gmp,,高通截止頻率為gmp/C0,,則C0只需要大于2.5 pF即可實現(xiàn)足夠的頻率補償。為節(jié)省面積,,采用MOS管代替網(wǎng)絡中的電阻,,整體電路如圖5所示。

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3 仿真結(jié)果


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  電路采用CSMC 0.35 μm工藝,,使用Cadence Spectre對設(shè)計的LDO進行仿真,。圖6為電源電壓變化下LDO電路在空載與滿載下的靜態(tài)電流,,圖7為負載變化下的靜態(tài)電流,表1給出了整個LDO系統(tǒng)的性能仿真參數(shù),。

4 結(jié)論

  本文設(shè)計了一種超低靜態(tài)功耗的LDO電路,,正常工作下最大靜態(tài)電流為600 nA,最小靜態(tài)電流為350 nA,,有效地提高了電源的工作效率,,顯著延長了工作時間。同時,,本文采用一種新穎的分頻響應網(wǎng)絡對電路進行補償,,在保證電路穩(wěn)定工作的基礎(chǔ)上盡可能降低了靜態(tài)功耗。本文設(shè)計的LDO采用0.35 μm標準CMOS工藝,,輸入電壓為3.3 V~5 V,,輸出電壓為3 V,最大負載電流為150 mA,。

參考文獻

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