孫志成, 王小鵬, 田俊偉

　　（蘭州交通大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院,，甘肅 蘭州 730070）

       摘要：為提高三相不控整流電路的功率因數(shù),，降低輸入電流的諧波含量，穩(wěn)定輸出電壓,，提出了一種三相不控整流電路的APFC校正方法,。首先采用三相六開關(guān)Boost APFC 整流電路消除相間相互耦合；然后用帶前饋的平均電流數(shù)字控制方法控制PWM整流電路,，前饋環(huán)節(jié)為PWM比較器提供主要占空比信號，電流環(huán)則在主要占空比信號附近調(diào)節(jié)小的高頻動(dòng)態(tài)信號,，負(fù)擔(dān)較輕且響應(yīng)快,；最后調(diào)整采樣時(shí)刻及PI調(diào)節(jié)器參數(shù)實(shí)現(xiàn)APFC校正。仿真實(shí)驗(yàn)表明,，帶前饋的平均電流數(shù)字控制方法控制的三相六開關(guān) Boost APFC 整流電路功率因數(shù)接近于1,，諧波含量較低且直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定波動(dòng)很小。

　　關(guān)鍵詞：功率因數(shù),；諧波含量,；前饋；平均電流法,；數(shù)字控制

　　中圖分類號：TM461文獻(xiàn)標(biāo)識碼：ADOI： 10.19358/j.issn.1674 7720.2016.20.007

　　引用格式：孫志成, 王小鵬, 田俊偉. 一種三相不控整流電路APFC校正方法［J］.微型機(jī)與應(yīng)用,，2016,35（20）：27 30.

0引言

　　三相有源功率因數(shù)校正(Active Power Factor Correction,APFC)電路工作機(jī)理復(fù)雜，校正方法繁瑣,，效果不理想,，即使負(fù)載等效為電阻時(shí)，也不能獲得令人滿意的功率因數(shù),。主要原因?yàn)槿嚯妷合嗷ヱ詈?，每一相的電流不僅由該相電壓決定，而且還受到另外兩相電壓的影響,；自身體積大,，外圍電路器件多，成本高等限制了它的實(shí)際應(yīng)用［1］,。因此,，研究控制方法簡單易行、電路結(jié)構(gòu)簡便的三相不控整流電路及功率因數(shù)高,、諧波含量低,、成本低廉的APFC系統(tǒng)具有很高的實(shí)用價(jià)值。

　　本文采用有零線的三相六開關(guān)Boost APFC電路,，在平均電流法數(shù)字控制APFC校正的基礎(chǔ)上,，結(jié)合前饋控制,，對三相不控整流電路進(jìn)行APFC校正，調(diào)整采樣時(shí)刻及PID控制器的參數(shù),，目的在于使電路的功率因數(shù)接近于1,，諧波含量較低，輸出電壓穩(wěn)定,。

1電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　Boost PFC變換器本身輸入電流紋波小,，輸出電壓高，輸入功率因數(shù)較高,，電路結(jié)構(gòu)簡單,，成本低，工作可靠度高［2］,。本文采用雙閉環(huán)Boost型APFC校正輸入端電流波形,，跟隨輸入端電壓波形變化，通過脈沖寬度調(diào)制(Pluse Width Modulation,PWM)控制技術(shù)動(dòng)態(tài)地調(diào)節(jié)占空比,，減小輸入電流和電壓之間的相位差,，從而提高功率因數(shù)(Power Factor,PF)值，降低總諧波失真(Total Harmonic Distortion,THD),，同時(shí)保持輸出直流電壓的穩(wěn)定,。

　　典型三相六開關(guān)Boost APFC電路是由6只功率開關(guān)器件組成的三相PWM整流電路，工作于電感電流連續(xù)模式,，每個(gè)橋臂由上下兩個(gè)開關(guān)管組成,，每相電流可通過與該相連接的橋臂上的兩只開關(guān)管進(jìn)行控制。其優(yōu)點(diǎn)是功率因數(shù)較高,，諧波含量低,，效率高，適用于中,、大功率場合,；缺點(diǎn)是開關(guān)器件多，控制復(fù)雜,，每個(gè)橋臂上兩只開關(guān)管存在直通短路的危險(xiǎn),，對開關(guān)管驅(qū)動(dòng)的可靠性有較高的要求。本文采用的電路拓?fù)錇橛辛憔€的三相六開關(guān)Boost APFC升壓型拓?fù)?。如圖1所示,，該電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不僅具有典型三相六開關(guān)Boost APFC電路的優(yōu)缺點(diǎn)，而且消除了相與相之間的

　　相互影響,。以A,、B兩相為例，假設(shè)uAN>0,，uBN<0,，當(dāng)開關(guān)管S1,、S5同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，由于電感電流不能突變,，A相的電流流經(jīng)S1之后不會(huì)再流入B相變換器,；當(dāng)開關(guān)管S1、S5同時(shí)關(guān)斷時(shí),，也

　　是由于電感電流不能突變使得A相的電流不會(huì)再流入B相變換器［3］,。這樣便消除了開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)的相間耦合。

2控制方法

　　模擬控制中,，信號的采樣是實(shí)時(shí)連續(xù)的,，輸入電流的采樣值可以實(shí)時(shí)連續(xù)地和電流參考值進(jìn)行比較。然而對數(shù)字控制而言,，信號的采樣是不連續(xù)的,。由于采樣的不連續(xù)，必然導(dǎo)致輸入電流采樣值與實(shí)際電感電流的平均值有誤差,，進(jìn)而引入附加的諧波畸變。為了減小數(shù)字平均電流控制相對于模擬平均電流控制附加的諧波畸變,，電感電流的數(shù)字采樣值必須盡可能地等于電感電流平均值,。為達(dá)到這個(gè)目的，通常采用調(diào)整采樣時(shí)刻和調(diào)整電流采樣濾波的方法,。本文采用數(shù)字控制,，將采樣時(shí)刻調(diào)整在三角載波的波谷位置，在這個(gè)時(shí)刻采樣的電感電流值更接近于電感電流的平均值［4］,。

　　平均電流法是通過控制輸入電流的平均值,，使其與輸入整流電壓同相位來實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。在平均電流控制技術(shù)的APFC電路中,，采用電流控制環(huán)和電壓控制環(huán),，其中電流控制環(huán)使輸入電流更接近于正弦波，電壓控制環(huán)使輸出電壓保持穩(wěn)定,。

　　帶前饋平均電流控制法是在平均電流控制算法基礎(chǔ)上增加一個(gè)前饋環(huán)節(jié),，增加前饋環(huán)節(jié)后，PWM比較器占空比信號不再由電流控制環(huán)的PI調(diào)節(jié)器輸出單獨(dú)決定,，而是由調(diào)節(jié)器輸出和前饋環(huán)節(jié)輸出共同決定,。前饋環(huán)節(jié)輸出值取決于輸入電壓瞬時(shí)值和輸出電壓參考值。它提供了占空比信號的主要波形信息［5-6］,。

　　本文采用帶前饋的平均電流法數(shù)字控制方式,，如圖2所示,Boost升壓器輸出電壓Vdc經(jīng)濾波后與參考電壓370 V比較，判斷輸出電壓是否與參考電壓相等,，如果不相等,，則通過PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)使之與參考電壓相等,。PI調(diào)節(jié)器輸出是一個(gè)直流值，是電壓環(huán)的調(diào)節(jié)作用,。整流橋輸出電壓ua是正弦半波電壓波形,，它與PI調(diào)節(jié)器的結(jié)果相乘后的信號還是保持正弦半波波形，并且與ua同相位,。將乘法器的輸出作為電流環(huán)的參考信號Iref,，就可以保證被控的電感電流與電壓波形一致。Iref的幅值與輸出電壓Vdc同參考電壓的誤差有關(guān),，也與ua的幅值有關(guān),。輸入電流信號ia被采樣后與基準(zhǔn)電流信號Iref比較，其高頻分量的變化通過電流誤差放大器被平均化處理,。放大后的平均電流信號Dpi與前饋環(huán)節(jié)的輸出信號Dff一起與三角載波信號比較,，共同為開關(guān)管S1提供PWM驅(qū)動(dòng)信號并決定了其應(yīng)有的占空比，使電感電流逼近電感平均電流,。

3關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

　　本文設(shè)計(jì)主電路輸入三相交流AC 176～220 V,直流側(cè)輸出電壓DC 370 V,開關(guān)管工作頻率24 kHz,負(fù)載5～15 kW,變換效率>0.95［7-10］,。升壓電感:

　　式中:，計(jì)算得升壓電感為800 μH,，根據(jù)工程經(jīng)驗(yàn)并考慮工程實(shí)現(xiàn),，本文選取1 000 μH［11］、硅鋼材質(zhì),、鋁導(dǎo)線繞制,；濾波電容

　　式中取2%，ω為角頻率,，計(jì)算得濾波電容為6 058 μF/450 V［12-13］,考慮工程實(shí)現(xiàn),，本文選取14個(gè)470 μF/450 V電解電容并聯(lián)。

4仿真實(shí)驗(yàn)與結(jié)果

　　為了驗(yàn)證本文方法對功率因數(shù),、諧波含量以及穩(wěn)定輸出電壓等指標(biāo)的效果,，利用有零線的三相六開關(guān)Boost APFC升壓型拓?fù)浯罱巳嗖豢煽卣麟娐返腟imulink仿真模型［14-16］并進(jìn)行了仿真，電路模型如圖3所示,。

　　圖4所示仿真結(jié)果表明,輸入電流幾乎完全跟隨輸入電壓波形,，二者相位差幾乎為0，功率因數(shù)接近于1,。

由于功率因數(shù)可以用輸入電壓和輸入電流的相位差的余弦值來近似,，所以本文搭建了監(jiān)測輸入電壓與輸入電流相位差余弦值的Simulink模型。圖5為監(jiān)測到的A,、B,、C三相功率因數(shù)約為0.995，PF>0.99,；以及利用MATLAB FFT Analysis Tool分析A,、B,、C三相輸入電流的THD約為4.90%。由于本文搭建的監(jiān)測功率因數(shù)的模型比較簡陋,，監(jiān)測到的PF值偏小,，實(shí)際的PF約為0.998。

　　圖6所示仿真結(jié)果表明,當(dāng)整流電路穩(wěn)定時(shí),，直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定在370 V,，穩(wěn)態(tài)波動(dòng)范圍是-371.8～371.8，波動(dòng)很小,。

5結(jié)束語

　　帶前饋的平均電流數(shù)字控制算法簡單易行,，有零線的三相Boost整流電路結(jié)構(gòu)簡便且很好地消除了相間耦合。本文提出的方法通過仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,，有效地提高了三相不控整流器的功率因數(shù),，達(dá)到了約0.998；降低了輸入電流的諧波含量,，降低至約4.90%,，直流側(cè)輸出的直流電壓穩(wěn)定且紋波很小。符合實(shí)際應(yīng)用需求,，可應(yīng)用于工程實(shí)踐,。

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