同步降壓穩(wěn)壓器是一種常用的電源 ,，隨著各類應(yīng)用要求的不斷提高，行業(yè)越來越趨向于追求高能效、高可靠性,、高功率密度的設(shè)計方案,。比如 應(yīng)用于無線局域網(wǎng)的負載點(PoL)電源,，輸入電壓越來越寬,，工作頻率、功率密度也越來越高,，隨著技術(shù)的發(fā)展,，甚至可將整個電源系統(tǒng)集成在單個封裝中。同步降壓穩(wěn)壓器其電路結(jié)構(gòu)本身非常簡單,， 但工程師要完成高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的設(shè)計,，還是有著不少的技術(shù)挑戰(zhàn)，必須對穩(wěn)壓器電路的各種工作狀態(tài)有著非常深入,、透徹的了解,，同時還需完成大量的計算工作。本文將介紹快速設(shè)計出高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的技術(shù),， 以及安森美半導(dǎo)體的 Power Supply WebDesigner在線設(shè)計工具,，幇助工程師解決所面臨的技術(shù)挑戰(zhàn)。

　　動態(tài)性能的設(shè)計

　　設(shè)計一個可靠的同步降壓穩(wěn)壓器,，首先必須滿足其動態(tài)性能指標如負載響應(yīng)能力,。而輸出電感、電容的選擇會直接影響到穩(wěn)壓器的動態(tài)性能,，所以同步降壓穩(wěn)壓器的功率電路設(shè)計通常是從選擇輸出電感和電容開始。

　　1,、選擇電感

　　從電路設(shè)計的角度,，為實現(xiàn)快速瞬態(tài)響應(yīng)， 必須選擇盡可能小的輸出濾波電感和最小的輸出電容,。然而小的電感值會增加電感電流紋波,，導(dǎo)致電感中有效電流值增加而使得導(dǎo)通損耗增大，同時所導(dǎo)致的峰值電流的增加,，也會大大增加控制管的開關(guān)損耗,。

　　使用大電感,，可減小電感中的電流紋波，從而降低穩(wěn)態(tài)輸出電壓紋波,，所導(dǎo)致的低峰值電流也有助于降低MOSFET的開關(guān)損耗,，但電感太大不僅會導(dǎo)致相對較大的直流阻抗，產(chǎn)生較高的電感損耗,，還會降低穩(wěn)壓器的負載響應(yīng)能力,，從而降低穩(wěn)壓器的動態(tài)性能。

　　為選擇適當?shù)碾姼?，通?？杉俣娏骷y波ΔILO為電感平均電流的30%，然后根據(jù)下面的公式直接計算出合適的電感值,。

　　2,、選擇電容

　　最小輸出電容的選擇必須考慮到兩個因素：一是穩(wěn)態(tài)下輸出電壓紋波的要求，二是當負載從滿載到空載突變時所允許的最大輸出過沖電壓,。

　　但輸出電容也不是越大越好,，太大的輸出電容及電容本身的寄生串聯(lián)電阻會影響到穩(wěn)壓器的輸出電路的性能以及當負載突變時穩(wěn)壓器的瞬態(tài)響應(yīng)能力。

　　通常,，輸出電容應(yīng)首選： 一,，有較小等效串聯(lián)電阻(ESR)的電容， 以便降低交流損耗和輸出紋波,； 二,， 有較小等效串聯(lián)電感(ESL)的電容， 以便在負載突變時抑制輸出偏差,。

　　能效設(shè)計

　　作為控制管和同步整流開關(guān),， 功率MOSFET廣泛用于降壓穩(wěn)壓器中。它們消耗大部分的損耗功率,，通常決定了穩(wěn)壓器的整體能效,。

　　1、選擇最佳的MOSFET

　　針對不同的設(shè)計要求,，比如是想要成本最低,，還是想要損耗最低，又或是想要封裝盡可能小等等,，需要選擇不同的MOSFET,。

　　考慮到額定電流通常與MOSFET成本成正比，有的工程師會根據(jù)額定電流的大小來選擇MOSFET,，希望以此來控制產(chǎn)品成本,；為最大限度地降低導(dǎo)通損耗，有的工程師則會選擇具有最低RDS(ON)的MOSFET；還有的根據(jù)質(zhì)量因數(shù)(FOM)= RDS(ON)xQg(TOT)來進行選擇,，希望能平衡導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗……這些依賴于參數(shù)的選擇方法其實都有不足,。使用額定電流及電壓的方法沒有考慮具體的開關(guān)損耗；而最低RDS(ON)法,，成本可能會佷高,，且MOSFET寄生電容可能導(dǎo)致更低的能效； FOM法則不能預(yù)測能效或成本,。

　　因此,，無論是為了降低成本，提高能效,，還是為了設(shè)計更緊湊的產(chǎn)品,，必須完整計算出電路損耗及工作溫度，才能確保設(shè)計出的產(chǎn)品能工作在可靠的工作溫度范圍,，達到最佳的能效,。

　　2、計算MOSFET的損耗

　　在計算損耗前,，需要先了解MOSFET在同步降壓穩(wěn)壓器中的工作機制,。圖1所示為簡化的穩(wěn)壓器的功率電路原理圖，其中Q1為控制管,，Q2 為同步管,。

　　圖1：簡化的穩(wěn)壓器的功率電路原理圖

　　同步降壓穩(wěn)壓器主要有3種工作狀態(tài)，其開關(guān)順序是A-B-C-B-A,，如圖2所示,。

　　圖2：同步降壓穩(wěn)壓器的開關(guān)順序

　　狀態(tài)A：控制管導(dǎo)通，輸入電流經(jīng)過控制管,、電感傳送到輸出端,。

　　狀態(tài)B：控制管和同步管同時關(guān)斷，電感儲能通過同步管的寄生二極管放電,，傳送到輸出端,。

　　狀態(tài)C：同步管導(dǎo)通，電感儲能通過同步管放電,，傳送到輸出端,。

　　MOSFET的功耗包括控制管和同步管的導(dǎo)通損耗(PCOND)、控制管的開關(guān)損耗PSW,、同步管的開關(guān)損耗,、控制管和同步管的柵極驅(qū)動損耗PRgate。在140 kHz頻率下導(dǎo)通損耗幾乎占總功耗的70%,。隨著頻率升高，總功耗中逐漸以開關(guān)損耗(PSW)為主。

　　1). 控制管Q1的損耗計算

　　Q1工作在硬開關(guān)條件下,，在小占空比或高頻(> MHz)時以開關(guān)損耗為主,，開關(guān)性能受同步管Q2影響：快速di/dt可導(dǎo)致反向恢復(fù)損耗增加，快速dv/dt有可能引起Q2誤導(dǎo)通, 造成Q1,、Q2直通現(xiàn)象,，導(dǎo)致額外的損耗。另外,，值得注意的是,，由Q2體二極管導(dǎo)致的反向恢復(fù)損耗、 Q2輸出電容導(dǎo)致的輸出電容損耗主要耗散于控制管Q1上 [Ref. 1,2],。因此,，在計算Q1的開關(guān)損耗和溫度時必須綜合考慮到Q2的影響。另外,，Q1的導(dǎo)通阻抗隨結(jié)溫上升而上升,。結(jié)溫越高，導(dǎo)通阻抗越高,，導(dǎo)通損耗就越高,， 使得結(jié)溫進一步上升。因此,，對Q1的導(dǎo)通損耗必須循環(huán)反復(fù)計算,，直到管子的溫度計算結(jié)果穩(wěn)定下來。

　　對于高頻應(yīng)用(>MHz),，控制管Q1的選用應(yīng)針對降低開關(guān)損耗進行優(yōu)化,。Q1損耗的計算公式如下：

　　Q1的導(dǎo)通損耗PCOND隨輸入電壓(VIN)增加而降低，開關(guān)損耗PSW隨VIN增加而增加,，柵極驅(qū)動損耗PRgate與VIN無關(guān),。當VIN為最大或最小時，Q1的總損耗最大,。

　　2). 同步管Q2的損耗計算

　　Q2工作在零電壓開關(guān)(ZVS)條件下,，當Fsw<1.5 MHz時通常以導(dǎo)通損耗為主。在選擇Q2時,，建議選用：

　　?具有低FOM(低Rds_on x Qgs)的MOSFET,，以降低Q2的總損耗

　　?低Qgd/Qgs 比率(<1)以防止快速dv/dt引起 Q1、Q2的直通現(xiàn)象

　　?對于高頻應(yīng)用,，選用集成肖特基體二極管的MOSFET,，以降低反向恢復(fù)損耗以及二極管導(dǎo)通損耗

　　Q2的損耗計算公式如下：

　　Q2的導(dǎo)通損耗PCOND隨VIN升高而增加，開關(guān)損耗PSW只是隨著VIN升高而略微增加,。而Q2的寄生二極管導(dǎo)通損耗PDcond和柵極驅(qū)動損耗PRgate都與VIN無關(guān),。因此，當VIN為最大時，Q2損耗最大,。

　　綜上所述,，當VIN為最大或最小時，Q1 + Q2總的損耗最大,。進行計算時,，必須同時考慮Q1和Q2的相互影響。

　　設(shè)計示例

　　以下通過一個設(shè)計示例, 演示如何完成控制管Q1和同步管Q2的 優(yōu)化選擇,。如果要設(shè)計一個輸出為5 V,、10 A的同步降壓穩(wěn)壓器，其輸入電壓VIN=8---16V,，工作頻率FSW= 350kHz,。考慮到20%的安全裕量及開關(guān)節(jié)點的電壓振蕩,，可初步選擇額定電壓30 V以上,、額定電流IDCONT 額定值≥ 10.3 A的MOSFET。然后,，根據(jù)具體的應(yīng)用要求,，確定MOSFET的封裝要求。為簡化演示,，我們選擇采用5x6 mm PQFN (Power 56) 封裝的器件,。綜合以上選擇條件，安森美半導(dǎo)體的產(chǎn)品陣容中有超過150個器件供選擇,，我們需再進一步從中挑選出合適的Q1和Q2,。同樣為簡化演示，我們將列出用于Q1和Q2的各12個器件,。

　　對于Q2,，VIN= VINMAX時損耗最大。圖3所示的12個器件中,，F(xiàn)DMS7656AS有最低的最大損耗,。但由于Q2 寄生參數(shù)會影響Q1的 開關(guān)損耗， 最小Q2 損耗通常并不意味著最佳的總能效,。必須比較Q1及Q2的總功耗來找到最佳的Q2以實現(xiàn)最高能效,。

　　圖3：Q2的損耗對比

　　對于Q1，VIN= VINMAX或VINMIN時損耗最大,。圖4所示的12個器件中,，F(xiàn)DMS8027S和FDMS8023S分別在VIN= VINMAX和VINMIN時有最低的最大損耗的Q1。

　　圖4：Q1的損耗對比

　　為優(yōu)化轉(zhuǎn)換器能效,，首先根據(jù)VIN選擇損耗最小的Q1,，然后選擇產(chǎn)生損耗最小的Q2,。本例中， 無論VIN最小或最大,，最佳的Q2是相同的,，都為FDMS7658AS(但并不總是如此，特別是具有寬VIN范圍或高FSW時),。

　　圖5：優(yōu)化組合Q1和Q2

　　由于當VIN=VINMAX或VINMIN，Q1 + Q2總的損耗最大,，我們需對總的損耗進行對比,，選擇最大損耗最低的最佳組合。如圖6所示,，選用FDMS8027S為Q1,，F(xiàn)DMS7658AS為Q2時，Q1+Q2的最大損耗最低,。

　　圖6：Q1和Q2總的損耗對比

　　快速設(shè)計高效可靠的同步降壓穩(wěn)壓器的工具：Power Supply WebDesigner

　　上述設(shè)計示例表明,，在設(shè)計同步降壓穩(wěn)壓器時，為選擇最佳的Q1和Q2需進行大量繁瑣復(fù)雜的計算,。為幫助工程師快速完成高效可靠的設(shè)計,，安森美半導(dǎo)體提供了強大的在線設(shè)計平臺Power Supply WebDesigner ，加速FET優(yōu)化,。

　　圖7：Power Supply WebDesigner 在線設(shè)計平臺

　　通過Power Supply WebDesigner里的SynchronousBuck功率回路損耗分析工具Power Train Loss,，工程師可輕松對比合格MOSFET器件的數(shù)據(jù)及性能，自動排除超過TJ 限制的器件,，選擇設(shè)計裕量和工作溫度范圍,，選擇單個或雙重封裝的MOSFET，根據(jù)額定電壓,、電流或封裝篩選器件,，添加并聯(lián)器件和柵極阻尼電阻, 立即計算出不同的Q1 + Q2 組合的損耗，,。在完成選定Q1和Q2后,，工程師可獲得輸入電壓笵圍和負載笵圍內(nèi)功率回路的各類損耗和能效曲線，并根據(jù)各類曲線和功率回路能效匯總表針對不同的設(shè)計進行完整的分析,、比較 (圖8],。最后，Power Supply WebDesigner可提供PNG格式的電路原理圖,、Excel格式的器件清單,、完整的PDF設(shè)計報告，工程師可在線保存,，便于以后參考或修改,。

　　圖8：SynchronousBuck功率回路損耗分析工具應(yīng)用

　　總結(jié)

　　為滿足行業(yè)高能效,、高可靠性和高功率密度的設(shè)計趨勢，在進行同步降壓穩(wěn)壓器的設(shè)計時,，需從動態(tài)性能,、能效設(shè)計等方面綜合考慮。通過仔細調(diào)整元器件值,，能夠相對容易地實現(xiàn)優(yōu)化的動態(tài)性能,，但處理和優(yōu)化MOSFET功耗的技術(shù)通常較為繁瑣復(fù)雜。安森美半導(dǎo)體的Power Supply WebDesigner可幫助簡化設(shè)計流程,，加速MOSFET優(yōu)化選擇,。

　　[1]:  Understanding Diode Reverse Recovery and its Effect on Switching Losses.  Fairchild Power Seminar 2007. Fairchild now is part of On Semiconductor

　　[2]:  AN6005 Synchronous buck MOSFET loss calculations with Excel model . Fairchild App Note. Fairchild now is part of On Semiconductor