0 引言

    隨著無線通信技術的飛速發(fā)展,，現(xiàn)代的通信系統(tǒng)都將滿足多頻段多模式的工作要求,。作為射頻系統(tǒng)中很重要的一個模塊，功率放大器的帶寬,、輸出功率和效率對發(fā)射極性能有著重大的影響,。因此,，研究寬帶功率放大器的設計是很有意義的。

    寬帶功率放大器有很多類型,，分布式功率放大器和行波管功率放大器都曾經(jīng)應用于寬帶系統(tǒng)中,。分布式功率放大器有好的寬帶性能和低的電路靈敏度,，可以實現(xiàn)一個好的增益平坦度和回波損耗,。但是它結構復雜，尺寸較大,。行波管放大器可靠性穩(wěn)定性差,，性價比不高。以第三代半導體GaN為材料制成的功率器件,，具有耐壓高,、輸出功率大、穩(wěn)定性好的特點,。以此為基礎設計的單器件寬帶功放結構簡單,，穩(wěn)定性好。

    本文使用CREE公司型號CGHV60040D的GaN管芯設計了一個超倍頻的寬帶功率放大器,?；谪撦d牽引和源牽引技術，在1.8～5.5 GHz內(nèi)實現(xiàn)較高的輸出功率和效率,。

1 寬帶功率放大器的設計與仿真

1.1 靜態(tài)工作點的選擇

    首先對晶體管的靜態(tài)工作點進行選取,，因為靜態(tài)偏置點影響了功放的效率、線性度以及輸出功率的大小,。本文選用的是CREE公司的CGH60040D GaN HEMT晶體管，該晶體管的工作電壓為50 V,，也即V_DS=50 V,，考慮到線性度和效率的折中關系，設計工作在AB類的功率放大器,。在ADS(Advanced Design System)中對晶體管進行直流曲線仿真,，選取漏級電流I_DS=200 mA，V_GS=-2.45 V作為器件的靜態(tài)工作點,，此時工作在AB類具有較高輸出功率和效率以及線性度,。

1.2 最佳阻抗點的選取

    輸出阻抗點的選取是功率放大器在目標帶寬內(nèi)能夠輸出較高功率的關鍵性因素，它將直接影響整個放大器的帶寬性能,。負載牽引技術能夠行之有效地尋找到最佳阻抗點^[1],，運用ADS軟件中的Load-pull模板分別對于2～6 GHz每1 GHz進行負載牽引，找出每個頻點對應的等功率圓,。圖1是輸出功率為43 dBm的等功率圓,。圖中的交疊區(qū)域就是目標阻抗范圍,，選取交疊區(qū)域的中心點為最優(yōu)值，這一點兼顧低頻和高頻的輸出功率,。得到在2～6 GHz的最佳負載阻抗為10+j12 Ω,。

    功放的輸入阻抗對于輸出功率影響并不大，所以對于輸入阻抗的選擇不需要這么嚴苛,，輸入阻抗的匹配主要是在整個帶寬內(nèi)實現(xiàn)一個較高的增益和增益平坦度,，目標設計的帶寬為2～6 GHz,，根據(jù)每10倍頻增益下降20 dB的規(guī)律,，在此目標帶寬內(nèi)最大可用增益相差9.5 dB。為了實現(xiàn)一個平坦的增益,，采用選定拓撲結構同時用ADS進行增益平坦度優(yōu)化的方法。

1.3 建立電磁場模型

    一般在寬帶功放的設計中大多使用的是帶封裝的芯片,。封裝帶來的寄生參數(shù)對功放的影響很大,，嚴重影響芯片的帶寬性能，而使用裸芯片則可以最大限度發(fā)揮芯片輸出功率的能力和帶寬性能,。由于鍵合線的寄生參數(shù)對電路匹配的影響不能忽略,，對鍵合線以及和鍵合線相連的微帶線在HFSS(High Frequency Structure Simulator)中進行建模。因為和鍵合線接觸的微帶線處微波傳輸不連續(xù),，所以不僅要對鍵合線仿真,，還要對和鍵合線相連的微帶線仿真,。將仿真得到的S參數(shù)帶入ADS中進行聯(lián)合仿真,。

    如圖2所示,，使用羅杰斯公司的RO4350B PCB板材,，裸片總共有4個壓焊PAD，每一個連接PAD鍵合6根金線,，按照實際可能的狀態(tài)進行建模，盡可能得到精確的仿真S參數(shù),。

1.4 功率放大器電路拓撲結構

    本寬帶電路的拓撲結構設計的重點是實現(xiàn)超倍頻的阻抗變換,。阻抗變換是將50 Ω的端口阻抗匹配到選取好的目標阻抗。

    最佳輸出阻抗是R+jX的形式,，可以擬合一個電阻與電容并聯(lián)的源阻抗形式進行匹配電路的設計,。考慮到超倍頻的帶寬,，采用基于最優(yōu)匹配網(wǎng)絡的寬帶方法^[2],，并將分立元件轉換為分布式微帶線^[3]，同時用ADS加以優(yōu)化,。將50 Ω負載阻抗在2～6 GHz直接匹配到目標阻抗值,。以最佳負載阻抗的共軛為源阻抗，在ADS中進行S參數(shù)仿真得到結果如圖3所示,，橫坐標是頻率（f）,，縱坐標是輸入反射系數(shù)（S₁₁）?？梢钥闯鲈?～6 GHz范圍內(nèi)S₁₁在-15 dB左右,，實現(xiàn)一個較好的阻抗變換。

    輸入匹配的工作主要集中在增益平坦度的優(yōu)化,。采用多枝節(jié)微帶線匹配,，并加以RC并聯(lián)網(wǎng)絡增加電路的穩(wěn)定性，然后在ADS中以S21為目標優(yōu)化得到匹配網(wǎng)絡,。整體的電路拓撲結構如圖4所示,，圖中的方框就是在HFSS中仿真得到的S參數(shù)文件。匹配電路的最終數(shù)值是經(jīng)過ADS優(yōu)化仿真得到的最終值,。

    在偏置網(wǎng)絡的設計上,，最關鍵的是理想地的構建。本文采用多電容并聯(lián)的形式在2～6 GHz構建理想的短路地,。具體實現(xiàn)是由兩顆諧振在4 GHz和兩顆諧振在6 GHz的電容組成。圖5是對電容進行阻抗曲線仿真的結果,，橫坐標是頻率(f),，縱坐標是并聯(lián)電容阻抗虛部值(imag(z))?？梢钥闯鲈?～6 GHz實現(xiàn)了較理想路地,。

1.5 電路仿真結果

    將微帶線生成版圖然后利用ADS的電磁仿真工具Momentum進行電磁仿真，將結果在ADS中進行電路的混合仿真,，查看諧波平衡仿真和S參數(shù)仿真結果。結果如圖6所示,，橫坐標是頻率（f）,，左側縱坐標是輸出功率(P_out)，右側縱坐標是小信號增益(S₂₁),。2～6 GHz內(nèi)電路的飽和輸出功率在42.85 dBm以上,，小信號增益在13.8 dB以上，增益平坦度在1.3 dB以內(nèi)。

2 測試結果

    將仿真的電路制作成PCB實物,，為了簡化芯片在黃銅熱沉上的貼裝,，沒有采用共金的方式，而是用銀漿將芯片粘貼在熱沉上,，使用黃銅熱沉的目的是為了更好地散熱,，整體焊接好的功放模塊如圖7所示。對制作好的功放模塊采用脈沖信號測試,，信號周期為1 ms,，脈沖寬度為100 μs。結果如圖8所示,，橫坐標是頻率（f）,，左側縱坐標是輸出功率（P_out）,右側縱坐標是效率（PAE）。

    可以看出,，測試結果同仿真結果相比,，產(chǎn)生一定偏差，整體發(fā)生了偏移,，在1.8 GHz～5.5 GHz內(nèi),，輸出功率43.3～45.8 dBm，功率附加效率40%～60%,，增益10～13 dB,。分析產(chǎn)生誤差的原因，有以下幾點：(1)實際鍵合線的高度,、長度與建模仿真有偏差,，且人為操作情況下，對鍵合線的一致性難以保障,；(2)使用的無源器件(如電阻,、電容、微帶線)在高頻下的模型不夠準確,；(3)人為焊接引入的寄生成分增加了無源器件的阻抗值,，使得整體頻帶向低頻段偏移。

    擬采用的改進措施如下：(1)在仿真階段,，將工作頻帶進一步向高頻段拓展,，留有一定的設計空間；(2)設計并使用TRL去嵌的方式對焊接好的SMA,、電阻,、電容進行S參數(shù)的提取，盡可能消除SMA引入的寄生以及電阻電容模型不準確對電路性能的影響,。

3 總結

    本文設計了一款工作頻率為2～6 GHz的寬帶功率放大器,。最終仿真結果在2～6 GHz的帶寬內(nèi)實現(xiàn)輸出功率42.85 dBm以上,。用周期1 ms、占空比10%的脈沖信號實測結果為：在1.8～5.5 GHz帶寬內(nèi),，輸出功率43.3~45.8 dBm,，功率附加效率40%~65%。表1是本文與近年來的其他幾款寬帶功放的比較,?？梢钥闯觯疚脑O計的功放在帶寬方面有著一定的優(yōu)勢,。

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作者信息：

王浩全1,，2，3,，郭  昊1,，2，3,，郝明麗1,，2

（1.中國科學院微電子研究所 新一代通信射頻芯片技術北京市重點實驗室，北京100029,；

2.中國科學院微電子研究所 健康電子研發(fā)中心,，北京100029；3.中國科學院大學 電子電氣與通信工程學院,，北京101400）