0 引言

    無線通訊系統(tǒng)中,，射頻功率放大器(Power Amplifiers,，PA)是影響手持移動終端續(xù)航時間的重要因素之一，尤其是LTE-A移動通信網(wǎng)絡對功放的線性度和效率提出了更高的要求,。LTE-A是LTE-Advanced的簡稱,，是LTE的演進。LTE-A協(xié)議采用正交頻分復用(OFDM)技術,，頻譜效率高，峰值平均功率(PAPR)比較大,。例如LTE-A QPSK調制信號,，帶寬為10 MHz，資源塊(Resources Block)數(shù)為12 RB時,，其信號PAPR可達7 dB以上^[1],。由于LTE-A系統(tǒng)信號的高PAPR，功率放大器主要工作在遠離最高線性輸出功率的功率回退區(qū)域,，從而導致功放的平均效率降低,，大大降低了移動終端的使用時長。

    目前,，已有很多關于功放平均效率改善技術的研究,。具有代表性的技術如包絡消除與恢復技術(EER)^[2]和包絡跟蹤技術(ET)^[3],，均通過附加的電源電壓調制模塊根據(jù)信號包絡調節(jié)不同輸入信號下電源電壓大小，以此提高功放的平均效率,；但是其附加的控制電路增加了芯片的尺寸,，增加了功放的復雜度和成本。

    因此,，本文介紹了一種帶有高功率模式(High Power Mode,，HPM)和低功率模式(Low Power Mode，LPM)兩種功率模式的功率放大器來提高功率放大器在低功率輸出區(qū)域的效率,。兩種功率模式分別設計相應的線性功率放大器,，并通過開關切換實現(xiàn)模式切換。開關采用簡單實用的pHEMT工藝設計,，且該開關工藝可以與InGaP/GaAs HBT工藝在同一個晶圓上實現(xiàn),。所以，通過這兩種工藝的應用可將雙功率模式功放單芯片實現(xiàn),，減小功放的尺寸,。另外，為了簡化射頻前端,，還將采用寬帶化設計,。

1 功放的設計與分析

    基于以上的設計考慮，一個電源電壓為3.4 V,，工作在2.3～2.69 GHz范圍內的雙功率模式寬帶功率放大器原理圖如圖1所示,。圖1所示功放原理圖，其中陰影部分為單芯片集成（MMIC）部分,，只有輸出匹配和電源供給通過片外實現(xiàn),，控制電路和偏置電路也與功放集成在同一個芯片(die)上。

    圖1所示功放架構,，HPM鏈路由SW1,、Q1、Q2和Q3構成,；LPM鏈路由SW2,、SW3、Q4和Q5構成,。高功率模式時,，功放級Q1、Q2和Q3工作,，功放級Q4和Q5關閉,，射頻開關SW1打開，射頻開關SW2和SW3關閉,。低功率模式時,，功放級Q1,、Q2和Q3關閉，功放級Q4和Q5工作,，射頻開關SW1關閉,，射頻開關SW2和SW3打開。功放和開關的開與關分別由偏置和開關控制電路控制,。

1.1 高和低功率功放設計

    功放的HPM鏈路通過一個三級功放實現(xiàn),，如圖1所示。其中功放第一級要為后級提供足夠的驅動,，設計時使第一級偏置在A類以提高整個功率放大器的線性度及提供高增益,，由于第一級輸出功率較小，發(fā)射極面積大小為300 μm²,；功放第二級為功放驅動級,，主要使輸出級能獲得足夠的功率輸出，輸出級偏置于淺AB類,，驅動輸出該級發(fā)射極面積大小為840 μm²,；第三級主要起功率放大的作用，偏置在深AB類工作狀態(tài)以提高功放效率,，由于工作電流大,，其發(fā)射極面積大小為4 500 μm²。為了實現(xiàn)寬帶,，功放的第一級和第二級都應用了RC負反饋網(wǎng)絡,，該負反饋網(wǎng)絡可以增加功放的增益平坦度，并一定程度降低功放管的非線性影響,。另外,，二三級之間采用了兩級LC的寬帶高效匹配結構。

    功放的LPM鏈路通過一個二級功放實現(xiàn),，如圖1所示,。其中功放第一級要提供增益和為后級提供足夠的驅動，設計時使第一級偏置在AB類,，發(fā)射極面積大小為300 μm²,；第二級主要起功率放大的作用，其偏置在深AB類工作狀態(tài)以提高功放效率,，其發(fā)射極面積大小為540 μm²,。為了增加帶寬,，功放的第一級應用了RC負反饋網(wǎng)絡,。

    功放的HPM輸出匹配網(wǎng)絡采用了兩級LC串聯(lián)匹配網(wǎng)絡提高輸出匹配網(wǎng)絡的帶寬；另外,，為了能在較寬的頻率范圍內獲得較高諧波抑制,，提高功放的效率和線性度,，在功放輸出的集電極添加了兩個并聯(lián)的諧波抑制網(wǎng)絡。LPM的目標是工作在功放線性回退區(qū),，例如功率回退10 dB,。兩種模式分別設置最優(yōu)阻抗，因此在功率回退的時候能提高功放效率,。

1.2 控制電路設計

    圖1中所示控制電路包括：電壓基準電路,、邏輯控制電路和功放偏置電壓控制電路。

    電壓基準電路如圖2所示,，通過該電路可為功放的偏置電路提供偏置電壓Vreg,。該基準電路為一個簡單的鏡像電路，通過晶體管Q6,、Q7和電阻R可為偏置電路提供基準電壓Vreg,；該電路可通過使能端Ven的電位高與低來控制基準電路的工作與關閉；當基準電路關閉也意味著整個功放處于關閉狀態(tài),。

    圖3所示為功放模式切換電路,，包括邏輯控制電路和功放偏置電壓控制電路。圖3(a)為邏輯控制電路,，通過該電路可以切換功放的功率模式,；V_mode接低電平時，HPM點為高電平,，LPM點為低電平,，功放打開高功率模式通道；V_mode接高電平時,，HPM點為低電平,，LPM點為高電平，功放打開低功率模式通道,。圖3(b)為功放偏置電壓控制電路,，通過該電路可控制功放偏置電路的開與關；當高功率模式時,，V_reg=V_{Bias_HPM},，V_{Bias_LPM}為低電平，高功率鏈路偏置打開,，低功率電路偏置關閉,；當?shù)凸β誓Ｊ綍r，V_reg=V_{Bias_LPM},，V_{Bias_HPM}為低電平,，高功率鏈路偏置關閉，低功率電路偏置打開。

2 功率放大器的實現(xiàn)

    本文設計的雙功率模式寬帶功率放大器使用Win Semiconductors公司的InGaP/GaAs HBT和AlGaAs/InGaAs(D-Mode)pHEMT工藝進行了成功流片,。如圖4所示為流片之后的MMIC芯片照片,，芯片die的尺寸大小為750 μm×950 μm。該芯片與基板粘合在一起后,，最終制作完成的功放芯片的大小為3 mm×3 mm,。

    本文設計的MMIC功率放大器，如圖1陰影部分所示,，只有輸出匹配和電源供給通過片外實現(xiàn),，控制電路和偏置電路也與功放集成在同一個芯片die上。由于本文所設計功放集成度較高,，在版圖布局時,，射頻通路與直流通路分開布局，功放的HPM,、LPM和控制電路分區(qū)域布局,；射頻與直流通路分開布局，可有效保證功放的性能,。

3 功率放大器測試結果與分析

    為了對芯片性能進行測試,，將通過FR_4板材的PCB測試板搭載該芯片進行性能測試。功率放大器的工作電壓為3.4 V,，使用安捷倫的網(wǎng)絡分析儀E5071C測得功率放大器HPM和LPM的小信號S參數(shù)S11和S21如圖5所示,。HPM時，靜態(tài)電流大小為87 mA,，其中從第一級到第三級靜態(tài)電流分別為15 mA,、26 mA和48 mA；在2.3～2.69 GHz頻段范圍內S21超過了29 dB,；參數(shù)S11在頻率2.3～2.69 GHz之間也全都低于-10 dB,。LPM時，靜態(tài)電流大小為20 mA,，其中從第一級和第二級靜態(tài)電流分別為8 mA和12 mA,；在2.3～2.69 GHz頻段范圍內S21超過了17 dB，在2.5 GHz處S21達到最高值20 dB,；參數(shù)S11在頻率2.3～2.69 GHz之間也全都低于-8 dB,。以上說明小信號參數(shù)良好，在高功率模式下實現(xiàn)了小信號的寬頻帶,。

    使用安捷倫的信號發(fā)生器N5182A和信號分析儀N9030A搭建大信號測試平臺,；將功率放大器的電源電壓設為3.4 V，調制信號源為LTE-FDD-10M-12RB時,，信號頻率分別在2.3 GHz,、2.5 GHz和2.69 GHz條件下,，分別測得該功率放大器在頻點2.3 GHz、2.5 GHz和2.69 GHz處的增益（Gain）,、輸出功率（Pout）、功率附加效率（PAE）,、E-UTRA_ACLR1和UTRA_ACLR1如圖6,、圖7、圖8和圖9所示,。E-UTRA_ACLR1和UTRA_ACLR1都是頻帶內的信號功率與其由于非線性而泄露到其他頻帶內的功率的比值,。它們表征著PA對輸入信號放大后對其他頻段的干擾是否嚴重，其中,，E-UTRA_ACLR1代表著4G對4G（即LTE對LTE）的干擾,，UTRAACLR1代表著4G對3G的干擾（如LTE對WCDMA）。

    圖6為功放工作在HPM和LPM時的AM-AM圖,。從圖中可知,，在HPM時，增益(Gain)在頻帶內都達到28.5 dB,，滿足4G系統(tǒng)指標,；從圖中還可以看出HPM的功率輸出P1dB已經(jīng)超過了28 dBm，實現(xiàn)了功放高線性度,，滿足LTE_A的最大輸出功率要求,，這說明輸出匹配狀態(tài)良好。在LPM時,，頻帶內增益(Gain)在16.5～20 dB之間波動,，但相比仿真結果下降接近1 dB；從圖中還可以看出LPM的功率輸出P1dB已經(jīng)超過了12.5 dBm,，達到了目標設定最大線性輸出至少11 dBm的要求,。

    圖7為功放工作在HPM和LPM時的功率附加效率（PAE）圖。從圖中可知,，在HPM時,，功放的最高效率在頻帶內都達到了30%，其中在2.5 GHz處的最佳效率達到38%,；在LPM時,，功放的最高效率在頻帶內都達到了12%；其中在輸出功率為10 dBm時,，LPM相對于HPM效率提高至少6%,；由此可知，雙功率模式功放可以有效提高功放在功率回退區(qū)域的效率,。

    圖8為功放工作在HPM和LPM時的線性度（E-UTRA_ACLR1）圖,。從圖中可知，在HPM時，輸出28 dBm時,，頻帶內線性度E-UTRA_ACLR1全低于-35 dBc,，可知在HPM時滿足4G系統(tǒng)的線性指標E-UTRA_ACLR1必須小于-30 dBc的要求。在LPM時,，輸出12.5 dBm時,，頻帶內線性度E-UTRA_ACLR1全都低于-35 dBc，可知在功率回退到12.5 dBm以下時功放可切換為LPM,。

    圖9為功放工作在HPM和LPM時的線性度（UTRA_ACLR1）圖,。從圖中可知，在HPM時,，輸出28 dBm時,，頻帶內線性度UTRA_ACLR1全都低于－36 dBc，可知在HPM時滿足4G系統(tǒng)的線性指標UTRA_ACLR1必須小于-33 dBc的要求,。在LPM時,，輸出12.5 dBm時，頻帶內線性度UTRA_ACLR1全都低于-36 dBc,。

    表1為本文所設計功放的HPM與同類型功率放大器研究與產(chǎn)品的主要性能對比,。由表對比可知本章所設計功放在達到寬帶的同時，功放還獲得了較高的線性度和效率,。此外,，對比文獻[6]中國際大廠商Avago Technologies的產(chǎn)品，本章所設計功放性能已經(jīng)達到產(chǎn)品級,，只是相比單頻帶應用功放效率稍低,，有很明顯的實用價值。

4 結論

    基于InGaP/GaAs HBT和AlGaAs/InGaAs(D-Mode)pHEMT工藝,，設計了一種應用于LTE-A的寬帶功率放大器,，封裝芯片大小為3 mm×3 mm，并利用雙功率模式改善功放功率回退區(qū)域的效率,。芯片測試結果表明,，該芯片同時滿足4G移動通信系統(tǒng)頻段Band 38、Band 40,、Band 41和Band 7的應用,；功放的雙功率模式也能有效地提高功放在功率回退區(qū)域的效率；此外,，本文實現(xiàn)的射頻功率放大器結構簡單,，集成度高，能有效簡化射頻前端應用,。

參考文獻

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[6] Avago Technologies.ACPM-5007 Datasheet[EB].

作者信息：

黃  亮,，李嘉進,，章國豪

(廣東工業(yè)大學 信息工程學院，廣東 廣州510006)