0 引言

    可穿戴設(shè)備是穿戴于人體的小型的計(jì)算與傳感系統(tǒng),，用來(lái)周期性地跟蹤,、存儲(chǔ)、處理關(guān)鍵的人類生理,、活動(dòng),、事件等參數(shù)^[1]。但現(xiàn)有的電池技術(shù)增加了成本,、體積及重量,，同時(shí)電池需要定期充電，更換,，這些問(wèn)題都制約了可穿戴設(shè)備的用戶體驗(yàn)^[2],，人們把目光轉(zhuǎn)向環(huán)境能量收集。用于可穿戴設(shè)備的環(huán)境能量收集方式有多種,，包括熱能,、震動(dòng)等，其中,，RF能量收集有著自身的優(yōu)勢(shì),，因?yàn)樗陨砭褪请娔芰渴占恍枰獰崽荻然蚧顒?dòng)部件等能量轉(zhuǎn)換或傳感器件^[3],，當(dāng)然相應(yīng)的天線或線圈不可或缺,。本論文著手于環(huán)境中充斥的電磁波能量，給出了一種小體積的可用于可穿戴設(shè)備的電磁波能量收集電路,，并測(cè)量了其性能,。

    從目前環(huán)境的電磁波能量分布來(lái)看，在微波頻段,，CDMA800（810~870 MHz）,GSM900與GSM1800頻段的能量是最穩(wěn)定的^[3-5],。根據(jù)Friis自由空間損耗公式，頻率越高,，衰減越大,，因而需要選擇頻率較低的頻段。同時(shí)又考慮到可穿戴設(shè)備的特點(diǎn),，需要盡可能小的天線尺寸,，因而本篇論文的測(cè)試電路最終選擇了GSM900頻段進(jìn)行對(duì)環(huán)境能量收集的可行性驗(yàn)證,。

    根據(jù)GSM900頻段使用情況^[6]，上行890~915 MHz,，下行935~960 MHz,。在距離GSM900基站25 m到100 m的區(qū)域，室內(nèi)與室外功率密度分布在0.3 mW/m²~3 mW/m²范圍內(nèi)^[7-9],。

    根據(jù)公式^[10]：

    可得到天線接收功率范圍為8 μW~100 μW,，其中100 μW功率由20 m處功率密度估算值4.6 mW/m²確定，也就是說(shuō),，在基站20 m~100 m范圍內(nèi),，天線可接收到-21 dBm~-10 dBm之間的功率。式中P_r為接收功率(mW),，P_u為功率密度(mW/m²),，(λ²/4π)為天線有效面積，G_r為接收天線增益,，估算中取常見(jiàn)的全向接收天線增益,，10lg(G_r)=3 dBi。

    在上述功率范圍內(nèi),，采用分立元件實(shí)現(xiàn)的能量收集電路,，其效率一般在10%左右^[11-13]。得到轉(zhuǎn)換后的可用直流功率范圍在0.8 μW~10 μW之間,。最近出現(xiàn)一些可穿戴設(shè)備上的傳感器功耗在0.1 μW~20 μW之間^[9,，14]，如文獻(xiàn)[9]中的quartz watch 的功耗為5 μW,，而文獻(xiàn)[14]的可穿戴生物醫(yī)學(xué)信號(hào)捕獲與數(shù)字化部件,，即超低功耗的模擬前端（AFE：anolog front end）與ADC的功耗僅0.343 μW。因而射頻能量收集電路可用來(lái)為這些傳感器提供能量供給,，如是可穿戴設(shè)備在啟動(dòng)信號(hào)處理前的時(shí)段無(wú)需啟動(dòng)電池供能,。

1 GSM頻帶能量收集電路

    電磁能量收集電路的原理框圖如圖1所示，射頻電磁能量經(jīng)天線接收后,，再經(jīng)倍壓整流電路轉(zhuǎn)換為直流電,，最后將直流電能以電荷形態(tài)存儲(chǔ)于電容器件。本文測(cè)試電路設(shè)計(jì)主要針對(duì)GSM頻段,，故而考慮收集整個(gè)GSM頻帶范圍內(nèi)的能量,。在GSM下行935~960 MHz范圍25 MHz帶寬內(nèi)，載頻間隔200 kHz,，共124個(gè)頻點(diǎn),。在移動(dòng)通信中，用戶通信會(huì)使用不同的載頻,，因此能量收集電路應(yīng)在整個(gè)頻帶內(nèi)都有良好的接收性能,。這就需要在天線與倍壓整流電路之間有一個(gè)設(shè)計(jì)良好的匹配網(wǎng)絡(luò),。本論文驗(yàn)證電路采用分立元器件進(jìn)行電路的搭建，而分立元件本身由于寄生效應(yīng)可能會(huì)引入較大的損耗,，因此要求匹配元件數(shù)量越少越好,，故而采用最為簡(jiǎn)單的雙電抗元件匹配網(wǎng)絡(luò)。

1.1 天線

    考慮到實(shí)際應(yīng)用環(huán)境的不確定性,，天線應(yīng)選用全向天線采集環(huán)境能量,。例如可采用市場(chǎng)上常見(jiàn)的GSM900M天線ZDGSMCDMATS004，其主要技術(shù)指標(biāo)為：頻率范圍890~960 MHz/1 710~1 880 MHz,，增益3 dBi,，輸入阻抗50 Ω，駐波比≤1.5,，最大功率50 W。

1.2 2倍壓整流電路

    天線接收到的是交流信號(hào),，且信號(hào)能量較小,，因此需要采用倍壓整流電路以提高輸出電壓，這里單級(jí)倍壓電路采用Cockcroft-Walton Voltage Multiplier模型^[15],。N級(jí)整流倍壓電路模型^[21]如圖2所示,。倍壓級(jí)數(shù)的增多意味著能量損耗的增大，因此在輸出電壓可用的前提下應(yīng)盡可能減少倍壓電路的級(jí)數(shù),。

    圖2模型中,，C11，D11,，D21,，C21構(gòu)成1級(jí)倍壓電路，依次類推,，電路構(gòu)成N級(jí)倍壓電路,。該模型中的C11~C1n，C21~C2n需要具有高頻,、高Q值特性,。Cout=C2n作為最后一級(jí)的輸出存儲(chǔ)電容，可選用通用電容,。

    由于環(huán)境能量屬于微弱能量,，二極管應(yīng)選擇具有零偏特性的肖特基二極管，測(cè)試選擇avago公司的HSMS-285x系列,，其正向?qū)妷篤F(forward voltage)為150 mV,，工作頻率<1.5 GHz^[16]。

    二極管的spice參數(shù)及其封裝寄生參數(shù)如圖3所示^[16],。

    在匹配狀態(tài)下,，N級(jí)倍壓電路整流輸出電壓公式如下^[17]：

    其中,，P_rf為天線接收功率；R_dbl為二極管等效阻抗中的電阻部分,；R_ant為天線阻抗中的電阻部分,；n為二極管的非線性因子；V_T為熱電壓,；I_s為二極管的反向飽和電流,；χ為二極管峰值電流與漏電流的比率，I_leakage是一個(gè)經(jīng)驗(yàn)值,；為存儲(chǔ)電容（圖2中的C21,，C22,…C2N=Cout）的漏電流。

    依據(jù)文獻(xiàn)[17],，取R_dbl=3 250 Ω@900 MHz,，R_ant=50 Ω，n=1.06,，Is=3 μA,，χ=9.7，I_leakage=1.5 μA,，V_T=26 mV@25 ℃,，得到V_REC~P_rf關(guān)系曲線如圖4所示。

    由圖中曲線可知,，在-20 dBm~-10 dBm范圍內(nèi),，1~2級(jí)電路可以較好地滿足可穿戴生物醫(yī)學(xué)信號(hào)捕獲與數(shù)字化部件1 V，343 nW^[14]及生物醫(yī)學(xué)傳感器接口芯片1 V,，450 nW^[22]的工作電壓要求,。由于接收信號(hào)功率較低，級(jí)數(shù)的增多意味著損耗的增大,，我們選擇1級(jí)和2級(jí)電路進(jìn)行測(cè)試,。

1.3 匹配電路

    匹配電路應(yīng)確保天線接收電磁能量有效被倍壓整流電路吸收，因而是測(cè)試電路轉(zhuǎn)換效率的關(guān)鍵環(huán)節(jié),，需要選擇精確度較高的器件以對(duì)準(zhǔn)頻率,，同時(shí)為了減少損耗，需要減少匹配器件的數(shù)量,，測(cè)試電路采用L型（雙電抗元件）匹配電路,。匹配電路參數(shù)可以通過(guò)兩種方式獲取，一個(gè)是仿真,，另一個(gè)就是在實(shí)際電路中使用網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)倍壓整流電路進(jìn)行S參數(shù)測(cè)試后做匹配電路設(shè)計(jì),。我們先對(duì)電路進(jìn)行仿真，確定匹配電路器件參數(shù)的范圍，其后對(duì)實(shí)際電路進(jìn)行網(wǎng)分測(cè)試校正,，以確保最終接收效果,。

    根據(jù)圖2、圖3的電路模型,，仿真確定一級(jí)與兩級(jí)倍壓電路的匹配路徑,。在GSM下行935-960 MHz頻段，在中心頻點(diǎn)947.5 MHz上進(jìn)行仿真分析,。

    圖5給出了匹配效果,，對(duì)應(yīng)的L型匹配網(wǎng)絡(luò)如圖6所示，兩個(gè)電抗元件均采用電感,，圖中還給出了匹配電感的參數(shù),。

    仿真分析設(shè)計(jì)中的電感元件參數(shù)取值如圖6所示，商用電感器件只有整數(shù)取值且寄生效應(yīng)嚴(yán)重,，即使不考慮寄生效應(yīng),，對(duì)于高Q值匹配電路而言，電感數(shù)值微小的變化也會(huì)帶來(lái)匹配中心頻率的嚴(yán)重偏差,。例如,，將圖6中1級(jí)倍壓電路的匹配電路電感L₁=49.192 076取整為49 nH，仿真S11參數(shù)前后變化如圖7所示,，其中粗線為L(zhǎng)1取整后的仿真結(jié)果,。

    仿真顯示,，L₁取整前中心頻點(diǎn)為947.5 MHz 同時(shí)S11=-68.993 dB,而取整后中心頻點(diǎn)為949.2 MHz同時(shí)S11=-51.566 dB,。微小的電感變化（0.3%），導(dǎo)致中心頻點(diǎn)偏移了1.7 MHz,，而信號(hào)覆蓋帶寬不過(guò)25 MHz,。在市場(chǎng)上購(gòu)買到的商用電感，在10 nH~100 nH之間只有整數(shù)值的,，且不連續(xù),。例如最接近L₁=49.192 076的商用電感取值為47 nH。采用L₁=47 nH的匹配電路,，仿真顯示,，中心頻點(diǎn)將偏移到968.0 MHz同時(shí)S11=-31.6 dB。如果考慮寄生效應(yīng),，還會(huì)帶來(lái)其他影響,，如轉(zhuǎn)換效率的降低。為了避免這種情況,，本測(cè)試電路采用的是自制的繞線電感,，用于匹配電路的調(diào)試，可以通過(guò)調(diào)整線圈的長(zhǎng)度，直徑,，間距等達(dá)到最佳匹配狀態(tài),。

    實(shí)際電路匹配后電路S11參數(shù)測(cè)試如圖8所示，可見(jiàn),，在GSM下行935-960 MHz整個(gè)頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)了良好的匹配,。

2 電路特性分析

    實(shí)際測(cè)試電路如圖9所示，PCB板材使用RO4003C,。

    為了獲得穩(wěn)定可靠的測(cè)試效果,，測(cè)試信號(hào)源使用CW(continuous-wave)50-Ω，頻率采用GSM900（下行935~960 MHz）的中心頻點(diǎn)：947.5 MHz,。

    轉(zhuǎn)換效率計(jì)算公式如下：

    為觀察在GSM下行935-960 MHz整個(gè)頻帶內(nèi)轉(zhuǎn)換效果,，針對(duì)1級(jí)倍壓電路和2級(jí)倍壓電路，在其中心頻點(diǎn)947.5 MHz,、邊沿頻率935 MHz與960 MHz分別測(cè)試了輸出電壓,，并根據(jù)式(3)獲得了對(duì)應(yīng)的轉(zhuǎn)換效率，如表1～表4所示,。

    從表1和表2可以看出,，1級(jí)倍壓電路最高轉(zhuǎn)換效率可達(dá)到33.91%，但此時(shí)輸出直流電壓在1 V以下,，無(wú)法滿足1 V電源電壓的應(yīng)用^[14,，22]需求。

    表3和表4可以看出,，2級(jí)倍壓電路對(duì)負(fù)載及功率的適用范圍較1級(jí)倍壓電路有了較大的提高,。

    表5是針對(duì)采用分立元件和集成電路的典型論文在相同的輸入功率情況下的轉(zhuǎn)換效果對(duì)比。

    表1～5列出本論文在常見(jiàn)負(fù)載下二級(jí)倍壓電路的輸出電壓和效率,，同時(shí)列出出現(xiàn)最高轉(zhuǎn)換效率的條件,，并和同類論文進(jìn)行對(duì)比?？梢钥闯?，在相同輸入功率，相近負(fù)載的情況本論文實(shí)現(xiàn)了較高的效率,。其中文獻(xiàn)[19]沒(méi)有做匹配,，射頻信號(hào)經(jīng)天線接收直接進(jìn)入倍壓電路，故轉(zhuǎn)換效率較低,；文獻(xiàn)[20]使用了CMOS集成電路,，由于硅基底導(dǎo)致匹配電感品質(zhì)因數(shù)低，更為重要的是它采用了17級(jí)倍壓電路,，導(dǎo)致其轉(zhuǎn)換效率較低,；文獻(xiàn)[11]使用了商用電感,、電容器件實(shí)現(xiàn)匹配電路，估計(jì)其采用的商用器件取值不連續(xù)等原因而很難達(dá)到最佳匹配,，同時(shí)文獻(xiàn)[11]采用的FR4板材,，其介質(zhì)損耗角正切一般在0.015左右，遠(yuǎn)大于本文采用的RO4003C板材的0.0021介質(zhì)損耗角正切,，同時(shí)它采用了7級(jí)倍壓電路,，從而其效率也低于本論文測(cè)試電路。

3 結(jié)論

    本文介紹了在GSM頻段RF環(huán)境能量接收實(shí)用的可能性,，轉(zhuǎn)換電路的結(jié)構(gòu)組成,，匹配電路的選擇，并在RO4003C板材上進(jìn)行了電路制作測(cè)試,。本論文采用了自制繞線電感,，經(jīng)精心調(diào)試，獲得了遠(yuǎn)高于其他已發(fā)表論文電路的轉(zhuǎn)換效率,。為了保證電路對(duì)GSM下行全頻帶的適應(yīng)性,，分別對(duì)下邊沿頻率935 MHz及上邊沿頻率960 MHz進(jìn)行了測(cè)試，證明了在相同功率和負(fù)載下,，在GSM下行頻帶內(nèi)頻率的變化對(duì)本論文提供測(cè)試電路的轉(zhuǎn)換效率影響很小,。

參考文獻(xiàn)

[1] BILLINGHURST M，STARNER T.Wearable devices: new ways to manage information[J].Computer,，1999,，32(1)：57-64.

[2] TALLA V，PELLERANO S,，XU H,，ET AL.Wi-Fi RF energy harvesting for battery-free wearable radio platforms[C].IEEE International Conference on RFID(RFID)，2015：47-54.

[3] Pinuela M,，Mitcheson P D,，Lucyszyn S.Ambient RF energy harvesting in urban and semi-urban environments[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,，2013,，61(7)：2715-2725.

[4] 胡韜，龍青,，孟航.利用環(huán)境電磁波為無(wú)線傳感器節(jié)點(diǎn)供電新方案[J].電子科技,，2011，24(6)：97-98.

[5] ANDRENKO A S,，Lin Xianyang,，Zeng Miaowang.Outdoor RF spectral survey a roadmap for ambient RF energy harvesting[C].TENCON 2015-2015 IEEE Region 10 Conference，2015：1-4.

[6] YD/T855.22-1996?900MHzTDMA數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信網(wǎng)無(wú)線接口物理層規(guī)范.1996.

[7] VISSER H J,，RENIERS A C F,，THEEUWES J A C.Ambient RF energy scavenging：GSM and WLAN power density measurements[C].European Microwave Conference，2008：721-724.

[8] VISSER H J，VULLERS R J M.RF Energy harvesting and transport for wireless sensor network applications: principles and requirements[J].Proceedings of the IEEE,，2013,，101(6)：1410-1423.

[9] Vullers R J M，van Schaijk R,，Doms I,，et al.Micropower energy harvesting[J].Solid-State Electronics，2009,，53(7)：684-693.

[10] GURU B S,，HIZIROGLU H R.電磁場(chǎng)與電磁波[M].周克定等譯.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2000：393-395.

[11] Nintanavongsa P,，Muncuk U,，Lewis D R，et al.Design optimization and implementation for rf energy harvesting circuits[J].IEEE Journal on Emerging and Selected Topics in Circuits and Systems,，2012,，2(1)：24-33.

[12] Agrawal S，Pandey S K,，Singh J,，et al.Realization of efficient RF energy harvesting circuits employing different matching technique[C].15th Int. Symp.Quality Electron.Design(ISQED)，2014：754-761.

[13] Pham B L,，Pham A V.Triple bands antenna and high efficiency rectifier design for RF energy harvesting at 900,，1900 and 2400 MHz[C].IEEE International Microwave Symp，2013：1-3.

[14] Patra P.A 343 nW biomedical signal acquisition system powered by energy efficient(62:8%) power aware RF energy harvesting circuit[C].IEEE International Symposium on Circuits and Systems(ISCAS),，2016：1522-1525.

[15] COCKCROFT J D,，WALTON E T S.Further developments on the method of obtaining high-velocity positive ions[J].Proc.Roy.Soc，1932：131-619.

[16] http：//www.avagotech.com/products/wireless/diodes/schottky/hsms-2852.

[17] Thierry T,，Ludivine F,，Laurent O，et al.COTS-based modules for far-field radio frequency energy harvesting at 900 MHz and 2.4 GHz[C].IEEE International New Circuits and Systems Conference(NEWCAS),，2013：1-4.

[18] 傅吉康.怎樣選用無(wú)線電元件[M].北京：人民郵電出版社,，1993：101-102.

[19] Devi K. K. A，Din N. M,，Chakrabarty C. K,，et al.Design of an RF-DC conversion circuit for energy harvesting[C].IEEE International Conference on Electronics Design, Systems and Applications(ICEDSA)，2012：156-161.

[20] PAPOTTO G,，CARRARA F,，PALMISANO G.90 nm CMOS threshold-compensated RF energy harvester[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2011,，46(9)：1985-1997.

[21] LE T,，MAYARAM K,，F(xiàn)IEZ T.Efficient far-field radio frequency energy harvesting for passively powered sensor networks[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits，2008,，43(5)：1287-1302.

[22] Zou Xiaodan,，Xu Xiaoyuan，Yao Libin,，et al.A 1 V 450 nW fully integrated biomedical sensor interface system[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits,，2009，44(4)：1067-1077.

作者信息：

梁東偉,，李國(guó)林

（清華大學(xué) 電子工程系,，北京100084）