0 引言

    濾波器廣泛用于通信鏈路、信號處理和電子線路中,，一般作為電子系統(tǒng)的末級,，用來濾出所需頻率，抑制無關(guān)頻率^[1-5],。而在頻率綜合器中,，濾波器可以應用于頻率綜合器DDS輸出、PLL輸出和環(huán)內(nèi)濾波以及頻率綜合器的輸出級等,，抑制無關(guān)頻率成分,，提高輸出頻率性能^[6]。

    常用的微波段濾波器形式有聲表面濾波器,、微帶線濾波器,、同軸腔體濾波器、波導濾波器等,，而微帶線濾波器可以減少電路的復雜性,，并且可以減少無源器件的使用^[7]。微帶線濾波器的帶寬可以做到中心頻率的20%,，而且線線之間弱耦合,，帶寬可以設(shè)計得很窄^[1，8],。平行耦合微帶線是比較常見的形式,，其他形式有各自的優(yōu)缺點，比如設(shè)計復雜,、制作困難等^[8],。

1 頻率綜合器介紹

    PLL+DDS環(huán)外混頻混合頻率綜合器是利用PLL和DDS的輸出信號直接混頻后經(jīng)帶通濾波器得到所需頻率，系統(tǒng)可以通過調(diào)節(jié)DDS的輸出頻率來調(diào)節(jié)系統(tǒng)輸出頻率,，故其輸出頻率分辨率由DDS決定,。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖如圖 1所示，其輸出頻率為：

    在此結(jié)構(gòu)中,，帶通濾波器作為最后一級,，直接決定輸出信號的頻率、頻率范圍和雜散,、諧波抑制性能,。此設(shè)計的頻率綜合器的輸出中心頻率為2 350 MHz；頻率范圍為2 340 MHz~2 360 MHz,；雜散≤-30 dBc(±50 MHz內(nèi)),；諧波<-50 dBc的頻率綜合器中，要求帶通濾波器的帶寬在20 MHz以上,，但從抑制雜散的角度考慮,，通帶也應設(shè)計得很窄,，便于濾除混頻后的雜散分量和諧波。

    此混合頻率綜合器中,，混頻不僅將DDS輸出的頻譜進行搬移,，而且還會產(chǎn)生新的雜散頻率?；祛l后輸出2 345 MHz時的頻譜分布如圖2所示,，從圖中可以看出，混頻后的頻譜分布復雜,，故系統(tǒng)需要帶內(nèi)衰減小,、過渡帶陡峭的輸出帶通濾波器來濾除雜散分量。此系統(tǒng)設(shè)計輸出信號的中心頻率為2 350 MHz,，頻率變化范圍為20 MHz,，由于系統(tǒng)的雜散抑制度要求大于30 dB，且應有效抑制載波(2 225 MHz,，功率為-13 dBm),，故濾波器帶外抑制大于40 dB；為使輸出頻譜附近受雜散影響小,，要求在離中心頻率65 MHz的兩邊濾波器帶外衰減大于30 dB,，即可抑制載波和輸出頻率附近較大功率的雜散。所需帶通濾波器指標如圖3所示,。

2 基本原理

    從集總帶通濾波器到微帶線帶通濾波器的轉(zhuǎn)換過程中,，不能直接等效為微帶線形式，由于串聯(lián)諧振器無法直接等效,，故需利用阻納逆變器（包含阻抗逆變器和導納逆變器）,，如式(2)所示，將串聯(lián)諧振器轉(zhuǎn)化為并聯(lián)諧振器,，進而實現(xiàn)微帶線帶通濾波器^[1,，9]。

    平行微帶線耦合帶通濾波器的基本結(jié)構(gòu)如圖4所示,，該種濾波器的基本諧振單元是λ/4長的耦合微帶線組,，如圖5所示^[5]。當兩條微帶線彼此接近時,，存在同相激勵(偶模激勵)和反相激勵(奇模激勵),，通過選擇合適的線與線間的耦合量以及這些微帶線的特征阻抗，利用兩個或更多的諧振系統(tǒng)耦合時產(chǎn)生的模分裂(奇模和偶模),，來實現(xiàn)具體的響應^[1，10-11],。耦合微帶線可以等效為兩條λ/4長傳輸線和一個導納逆變器,，如圖6所示^[5],。為了使這些耦合單元級聯(lián)成多級濾波器，各個單元的兩個端口需與相鄰單元的端口阻抗相匹配,，即求解鏡像阻抗(image impedance),，其計算如下^[5，10-11],。

從式(3)中可以看出,，其輸入阻抗具有帶通濾波器。平行微帶線耦合濾波器中的每一段耦合單元都相當于一個1/4中心頻率工作波長的諧振器,，而耦合的平行間隙相當于導納逆變器,，微帶線耦合間隙在諧振線邊緣可實現(xiàn)寬帶耦合^[2-3，11],。

    設(shè)計平行微帶線耦合帶通濾波器的步驟為^{[1-2,，6，10]}：

    (1)根據(jù)所需濾波器的阻帶抑制和波紋指標,，選擇濾波器的響應類型和階數(shù),，從濾波器設(shè)計表中查找出對應低通原型器件的歸一化參數(shù)g₀，g₁,，g₂,，…，g_N-1,，g_N,。

   (2)根據(jù)所設(shè)計帶通濾波器的下邊頻ω_L、上邊頻ω_U和中心頻率ω₀=(ω_L+ω_U)/2,，可計算出濾波器歸一化帶寬BW=(ω_U-ω_L)/ω₀,。根據(jù)歸一化帶寬BW，計算以下參數(shù),，如式(4)所示,。

其中，下標i,、i+1表示圖4中所示的耦合微帶線單元,。Z0是耦合微帶線帶通濾波器輸入和輸出端口的微帶線特性阻抗(一般為50 Ω)。

    (3)根據(jù)計算的特性阻抗,，將每組耦合單元的奇模特性阻抗和偶模特性阻抗轉(zhuǎn)變?yōu)閷詈衔Ь€的間距,、長度和寬度等物理尺寸。工程中可使用ADS的LineCalc工具計算,。轉(zhuǎn)換中需要設(shè)計板材的介電常數(shù),、正切損耗、厚度等板材信息。每段耦合微帶線的長度必須是中心頻率工作波長λ的1/4,。

    (4)對微帶線耦合帶通濾波器進行初步設(shè)計后,，還需通過設(shè)計仿真軟件(如ADS)進一步優(yōu)化設(shè)計，防止微帶線邊緣效應等因素的影響,。

3 微帶線帶通濾波器設(shè)計

    微帶線濾波器設(shè)計中,，所選板材的介電常數(shù)?著r和正切損耗對微帶線的特性和尺寸有很大關(guān)系。對于本文中的平行微帶線耦合帶通濾波器,，板材介電常數(shù)減小,，帶通濾波器(在不改變微帶線尺寸的條件下)的中心頻率會偏大，回波損耗會減小,。正切損耗越小,，帶通濾波器的插入損耗會減小。板厚增大,，濾波器的帶內(nèi)損耗會小,。為滿足本次設(shè)計要求，板材應介電常數(shù)小,，以便于可以工作在較高的頻率,；正切損耗小，以減少帶內(nèi)損耗,。故選取板材羅杰斯RO4003C,，仿真設(shè)置的板材參數(shù)為：介電常數(shù)為3.65，正切損耗為0.002 1,，銅厚35 μm,，板厚1.524 mm^[1]。

    所設(shè)計微帶線帶通濾波器中心頻率定為2 350 MHz,，帶寬為60 MHz,，且過渡帶衰減大，故選取低通原型為0.5 dB紋波的五階切比雪夫(第一類)濾波器^[2],。其歸一化參數(shù)為g₀=1,，g₁=1.670 3，g₂=1.192 6,，g₃=2.366 1,，g₄=0.841 9，g₅=1.984 1,。根據(jù)設(shè)計目標的中心頻率,、上下邊頻和帶寬可計算出歸一化帶寬BW=(2 380-2 320)/2 350=0.025 5，根據(jù)式(4)計算相關(guān)參數(shù)J_i,，i+1,，利用式(5)和式(6)計算奇模和偶模的特性阻抗,，算值如表1所示。最后利用LineCalc工具計算得到微帶線的物理尺寸,，最后將得到的微帶線尺寸輸入到ADS仿真原理圖中,，進行S參數(shù)仿真,，并利用ADS對其進行設(shè)計優(yōu)化,，微帶線優(yōu)化后的尺寸如表2所示。

    經(jīng)過優(yōu)化后,，濾波器最終采用五階平行微帶線耦合的形式,，根據(jù)仿真所得的尺寸進行PCB設(shè)計，所得PCB圖和對應的PCB板實物如圖7所示,。

    對所設(shè)計的濾波器進行S參數(shù)仿真,，仿真結(jié)果為：中心頻率為2 350 MHz，帶內(nèi)衰減4.7 dB,，帶寬40 MHz,，在2 285 MHz處衰減31 dB，在2 225 MHz處衰減58 dB,，滿足設(shè)計指標要求,。仿真所得S參數(shù)如圖8所示。

4 微帶濾波器的測試

    利用矢量網(wǎng)絡分析儀（安捷倫E5062A）對所設(shè)計的濾波器實物進行參數(shù)測量,，測量結(jié)果如圖9所示,。該帶通濾波器的中心頻率為2 354 MHz，帶寬為50 MHz,，帶內(nèi)最大損耗為-5.0 dB,，帶外在2 225 MHz處損耗為-47.7 dB，在2 285 MHz損耗為-29.0 dB,，有載品質(zhì)因素QLD為47.15,，具有很陡的過渡帶。

    將微帶線帶通濾波器接入到混合頻率綜合器中,，頻率綜合器輸出頻譜如圖10所示（輸出2 345 MHz）,。可以看出,，帶通濾波器可濾除絕大部分的雜散分量,，但近端雜散分量無法完全濾除，但都將其抑制到33 dB以下,。因為這些雜散點隨著輸出頻率變化而變化,，雜散頻率處在帶通濾波器的過渡帶或者是通帶內(nèi)。

5 結(jié)論

    從圖2和圖10的對比可以看出,，本文設(shè)計的帶通濾波器可以有效抑制PLL+DDS環(huán)外混頻混合頻率綜合器混頻后產(chǎn)生的雜散,。此結(jié)構(gòu)微帶線耦合帶通濾波器具有良好的窄帶特性,，適用于PLL+DDS環(huán)外混頻混合頻率綜合器中。

參考文獻

[1] SEGHIER S,，BENAHMED N,，BENDIMERAD F T，et al.Design of parallel coupled microstrip bandpass filter for FM Wireless applications[C].2012 6th International Conference on Sciences of Electronics,，Technologies of Information and Telecommunications(SETIT),，IEEE，2012：207-211.

[2] FERH A E,，JLEED H.Design, simulate and approximate parallel coupled microstrip bandpass filter at 2.4 GHz[C].Computer Applications and Information Systems,，2014：1-5.

[3] TANEJA S，GAUTAM J,，SHARMA J.Design and perfor-mance analysis of 2.5 GHz microstrip bandpass filter for LTE[C].International Conference on Computational Intelligence & Communication Technology,，2016：549-553.

[4] YANG S，CROSS D,，DRAKE M.Design and simulation of a parallel-coupled microstrip bandpass filter[C].Southeastcon. IEEE,，2014：1-2.

[5] SRISATHIT K.Simple technique to extend the bandwidth of parallel-coupled microstrip bandpass filter[C].International Symposium on Communications and Information Technology.IEEE，2009：901-904.

[6] YONGKE L.The design of wide BW frequency synthesizer based on the DDS&PLL hybrid method[C].International Conference on Electronic Measurement & Instruments.IEEE,，2009：2-689-2-692.

[7] DABHI V,，DWIVEDI V V.Analytical study and realization of microstrip parallel coupled bandpass filter at 2 GHz[C].2016 International Conference on Communication and Electronics Systems(ICCES)，2016：1-4.

[8] DABHI V M, DWIVEDI V V.Parallel coupled microstrip bandpass filter designed and modeled at 2 GHz[C].2016 International Conference on Signal Processing,，Communication,，Power and Embedded System(SCOPES)，IEEE,，2016：461-466.

[9] LIN Y S,，CHANG P Y，HSIEH Y S.Compact electronically switchable parallel-coupled microstrip bandpass filter with wide stopband[J].IEEE Microwave & Wireless Components Letters,，2008,，18(4)：254-256.

[10] LUDWIG R，BOGDANOV G.射頻電路設(shè)計：理論與應用(第二版)[M].王子宇,，譯.北京：電子工業(yè)出版社,，2013.

[11] LEE T H.Planar microwave engineering：a practical guide to theory，measurement,，and circuits[M].Cambridge University Press,，2004.

作者信息:

柴曉榮，雷雪梅,，程少庭

（內(nèi)蒙古大學 電子信息工程學院,，內(nèi)蒙古 呼和浩特010021）