文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼: A
DOI:10.16157/j.issn.0258-7998.173882
中文引用格式: 宋飛,,蔡俊,李楊,,等. 射頻LNA的低噪聲LDO電源設(shè)計(jì)[J].電子技術(shù)應(yīng)用,,2018,44(5):29-32.
英文引用格式: Song Fei,,Cai Jun,,Li Yang,et al. Design of low-noise LDO power supply for RF LNA[J]. Application of Elec-
tronic Technique,,2018,,44(5):29-32.
0 引言
隨著毫米波雷達(dá)技術(shù)在汽車自動(dòng)駕駛方面的應(yīng)用,汽車毫米波雷達(dá)漸漸向高集成、高精度,、高可靠性方向發(fā)展,。從目前的研究情況和產(chǎn)品報(bào)道來看,僅有少數(shù)幾家公司能夠提供MMIC車載雷達(dá)的解決方案,,技術(shù)研發(fā)尚不能完全滿足市場(chǎng)應(yīng)用的需求,。MMIC能夠集成射頻前端收發(fā)電路和中低頻信號(hào)處理電路。其中射頻LNA應(yīng)用于毫米波信號(hào)接收端,,它不僅要對(duì)接收到的微弱射頻信號(hào)進(jìn)行放大,,而且在放大的過程中要盡可能少地引入噪聲,以供后續(xù)電路對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理[1],。
射頻LNA由于對(duì)電源的噪聲比較敏感,,無法與其他模塊共用一個(gè)電源管理單元(Power Management Unit, PMU),所以需要獨(dú)立的電源模塊,。目前LDO低噪聲優(yōu)化設(shè)計(jì)主要分為兩個(gè)方面0,。第一方面如圖1所示,通過改變傳統(tǒng)LDO電路結(jié)構(gòu)并添加RC濾波網(wǎng)絡(luò)來降低電路噪聲,,這種結(jié)構(gòu)能有效地濾除前級(jí)電路的高頻噪聲,,但其缺點(diǎn)是需要外接片外電容,增加了一個(gè)芯片引腳,。第二種方法不改變傳統(tǒng)LDO的電路結(jié)構(gòu),,由于噪聲的主要來源是帶隙基準(zhǔn)源(BG)和誤差放大器(EA),所以第二種方法通過設(shè)計(jì)低噪聲的BG和EA來實(shí)現(xiàn)低噪聲電壓輸出,。這種方法無需片外電容,也不會(huì)增加芯片面積,,但相對(duì)于第一種方法來說其降低高頻噪聲的效果較差,。本文采用了新型的電路結(jié)構(gòu),同時(shí)也通過優(yōu)化電路設(shè)計(jì),,盡量降低BG和EA的輸出噪聲,。
1 LDO整體電路
圖1所示為本文設(shè)計(jì)的LDO電路結(jié)構(gòu)圖,可以簡單分為前級(jí)預(yù)調(diào)節(jié)電路,、濾波電路,、后級(jí)調(diào)節(jié)電路3個(gè)部分[3]。
其中M2為預(yù)調(diào)整管,,通過RDAC模塊中的R1,、R2將電壓VI輸出為反饋電壓VFB,并與帶隙基準(zhǔn)電壓VBG經(jīng)誤差放大器EA相比較,,通過控制M2的柵電壓來達(dá)到控制電壓VI的目的,,由于噪聲主要來源于BG、EA和R1、R2,,所以電壓VI通過低通濾波模塊,,濾除高頻噪聲,再通過放大器AMP和調(diào)整管M1產(chǎn)生低噪聲輸出VOUT[4],。其中RS<7:0>8位數(shù)字控制信號(hào)通過改變R1,、R2的比例來控制輸出電壓VOUT。C1,、R1組成相位補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò),,通過調(diào)節(jié)電路主極點(diǎn)的位置,使反饋環(huán)路具有足夠的相位裕度[5],。
通過式(5)可以看出通過電壓預(yù)調(diào)節(jié)和RC低通濾波之后,,整體輸出噪聲功率明顯降低[8]。
2 各模塊具體電路設(shè)計(jì)
2.1 帶隙基準(zhǔn)源電路
如圖2所示,,BG主要由3部分構(gòu)成,,分別是啟動(dòng)電路、偏置電流產(chǎn)生電路,、VBG產(chǎn)生電路[9],。
其中EN為控制信號(hào),當(dāng)EN為1時(shí),,ENN為0,,M1~M5導(dǎo)通,M5會(huì)向偏置電路注入電流,,使其脫離簡并點(diǎn)正常工作,,而當(dāng)EN為0時(shí),電路停止工作,。偏置電流產(chǎn)生電路通過電流鏡和電阻的組合產(chǎn)生基準(zhǔn)電流,,這些基準(zhǔn)電流為放大器提供基準(zhǔn)電流輸入。
BG的工作方式是通過正負(fù)溫度系數(shù)的相互抵消,,來實(shí)現(xiàn)電壓基本不隨溫度變化的目的,,VBG可表示為式(6)。
通過式(6),、式(7)可以得出,,通過增大mn的乘積能夠有效地減小噪聲。
2.2 放大器電路
在BG,、前級(jí)預(yù)調(diào)節(jié)環(huán)路和快速啟動(dòng)RC濾波電路中的放大器均采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu),。它的好處是在保證足夠的環(huán)路增益的情況下,電路具有較快的響應(yīng)速度,,電路引入的噪聲適中,,在可控范圍內(nèi),具體電路如圖3所示。
后級(jí)調(diào)整電路中的AMP采用經(jīng)典二級(jí)運(yùn)放結(jié)構(gòu),。它的優(yōu)點(diǎn)是高增益,、低噪聲并且具有比較大的輸出電壓擺幅[10]。
折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)的主要噪聲來源為M7~M8,、M9~M10,、M15~M16??偟妮斎朐肼暦譃闊嵩肼暫烷W爍噪聲兩部分,,其中輸入熱噪聲為:
其中k為玻爾茲曼常數(shù),T為絕度溫度,,gm為MOS管的跨導(dǎo),。輸入閃爍噪聲如式(9)所示。
2.3 快速啟動(dòng)低通濾波電路
對(duì)于普通的RC濾波電路,,其截止頻率如式(11)所示:
由式(10)可以看出濾除噪聲的效果越好,,RC低通濾波電路的啟動(dòng)時(shí)間就越長。針對(duì)這一缺點(diǎn),,提出了一種快速啟動(dòng)的RC低通濾波電路,。如圖4所示。
M1為開關(guān)管,,M2~M6工作在深三極管區(qū),,可以看作是一系列的電阻串聯(lián)。電路啟動(dòng)瞬間,,VCTRL為低電平,,M1導(dǎo)通,給電容C0充電,,當(dāng)VI=VO時(shí),,VCTRL轉(zhuǎn)換為高電壓,M1關(guān)斷,,此時(shí),RC濾波電路開始工作,。其中兩個(gè)反相器級(jí)聯(lián)對(duì)誤差放大器(EA)輸出電壓進(jìn)行數(shù)字化處理,,使VCTRL更有效地控制開關(guān)M1。
本設(shè)計(jì)中電容C的取值在納法量級(jí),,很難集成到芯片內(nèi)部[11],,所以采用芯片外部連接電容的方式,同時(shí)也會(huì)相應(yīng)的增加一個(gè)芯片引腳,。
3 版圖和整體電路仿真
3.1 版圖
圖5所示為LDO的版圖,,整體芯片面積大約0.03 mm2。傳統(tǒng)的LDO僅需要兩個(gè)運(yùn)放,本設(shè)計(jì)多使用了兩個(gè)運(yùn)放來滿足低噪聲和快速啟動(dòng)的實(shí)際需要,,雖然相對(duì)來說增大了芯片的面積,,但其性能上的優(yōu)勢(shì)足以彌補(bǔ)面積上的損耗。
3.2 整體電路仿真
采用Cadence Spectre工具對(duì)整體電路仿真測(cè)試,,圖6所示為LDO整體電路測(cè)試結(jié)果,。其中VDD=5 V,VOUT輸出標(biāo)準(zhǔn)電源電壓3.3 V,。由圖可以看出電路啟動(dòng)時(shí)間小于1 ms,,整體電路有較好的穩(wěn)定性。
圖7所示對(duì)電路的LNR進(jìn)行仿真,,VDD在4~6 V范圍內(nèi)變化,,VOUT僅改變了16.4 mV。
通過計(jì)算可知其LNR為:
圖8所示為電路LDR測(cè)試結(jié)果,。其中負(fù)載電流在1~30 mA范圍內(nèi)變化,,輸出電壓僅變化了0.25 mV。通過式(15)可以計(jì)算得出LDR為:
圖9所示為輸出噪聲的仿真結(jié)果,,圖中所示的輸出噪聲密度(單位V/sqrt(Hz))曲線是對(duì)輸出噪聲功率(單位V2/Hz)進(jìn)行開平方運(yùn)算,。
經(jīng)計(jì)算,在1 kHz~100 kHz(陰影部分面積)范圍內(nèi)的噪聲積分為34.94 μVrms,。
4 結(jié)論
本文設(shè)計(jì)了一種給MMIC中LNA供電的電源模塊,,其性能參數(shù)對(duì)比如表1所示。從具體數(shù)據(jù)對(duì)比中可以看出本文設(shè)計(jì)的電源模塊集成了電壓基準(zhǔn)源,,并且具有較寬的輸出電壓范圍和較小的輸出噪聲,,各性能參數(shù)均滿足設(shè)計(jì)應(yīng)用的要求。
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作者信息:
宋 飛,,蔡 俊,李 楊,,王 飛
(安徽理工大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院,,安徽 淮南232001)