0 引言

    在新能源產(chǎn)業(yè)和智能微網(wǎng)的不斷發(fā)展下,，逆變器作為發(fā)電并網(wǎng)的核心越來越受到人們的重視，如何保證逆變器輸出電能的質(zhì)量,、降低入網(wǎng)電流的總諧波失真（Total Harmonic Distortion,，THD）也得到了國內(nèi)外學(xué)者的廣泛關(guān)注^[1-2]。

    在逆變器的選擇上,，H6拓?fù)淠孀兤飨啾扔趥鹘y(tǒng)H4橋逆變器增加了兩個(gè)全控的功率管和兩個(gè)高性能二極管^[3],，在續(xù)流階段取代了性能較差的體二極管之后系統(tǒng)具有更高的效率，同時(shí)在續(xù)流階段實(shí)現(xiàn)了電網(wǎng)和直流電池板的隔開,，無需隔離變壓器,，在實(shí)現(xiàn)類似 H4 拓?fù)鋯螛O性調(diào)制輸出電壓效果的同時(shí)可以有效抑制共模漏電流的產(chǎn)生，廣泛應(yīng)用于各大功率場合,。傳統(tǒng)H6拓?fù)淠孀兤鞔蠖疾捎肞（比例）控制器或者PI（比例積分）控制器,，簡單的P控制器效果不佳，無法滿足系統(tǒng)的快速響應(yīng)要求,；在交流信號跟蹤方面,，PI控制器的抗干擾能力差、有較大的穩(wěn)態(tài)誤差,，而PR（比例諧振）控制器雖然可以解決傳統(tǒng)PI控制器無法消除的靜態(tài)誤差以及受電網(wǎng)電壓干擾的缺陷,，但其缺點(diǎn)在于頻率不能自適應(yīng)，在電網(wǎng)頻率存在偏差時(shí)會有較大的諧波干擾,。

    為了消除高頻開關(guān)諧波對電網(wǎng)質(zhì)量的影響,，傳統(tǒng)的并網(wǎng)逆變器通常采用L型濾波器與電網(wǎng)相連，L型濾波器需要的電感值較大,，導(dǎo)致了電感壓降增大,、損耗和成本增加，電流內(nèi)環(huán)的響應(yīng)速度也在一定程度上受到影響,，且在較高功率場所,，傳統(tǒng)的L濾波已經(jīng)不能滿足要求^[4],。文獻(xiàn)[5]在研究了LCL濾波器對高頻分量的高阻抗特性之后，提出三階的LCL型濾波器可以取代L型濾波器,，選用較小的電感值就能極大地衰減高頻諧波電流,，且具有比單電感更好的濾波效果。然而LCL型濾波器作為無阻尼的三階系統(tǒng),，諧振的易發(fā)性會導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定,，對此，文獻(xiàn)[6]在濾波電容上串聯(lián)了一個(gè)電阻,，系統(tǒng)阻尼的增加削弱了諧振尖峰,，有利于系統(tǒng)穩(wěn)定但卻造成了新的損耗。文獻(xiàn)[7]提出一種分裂電容法,，即把濾波電容分成兩部分,，將兩電流加權(quán)之后取平均值作為逆變器輸出的控制信號，其優(yōu)點(diǎn)在于可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的降階,，但需要補(bǔ)償控制,，且屬于間接電流控制，其動態(tài)性能較差,。值得注意的是,，文獻(xiàn)[6]、[7]采用的逆變器拓?fù)渚鶠槠胀ǖ腍4橋逆變器,，對于效率更高的單相H6拓?fù)洳⒕W(wǎng)逆變器采用LCL濾波器的研究較少,。

    針對以上問題，本文首先分析了帶LCL濾波器的單相H6并網(wǎng)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),，同時(shí)設(shè)計(jì)了濾波器參數(shù),；接著探究了并網(wǎng)電流外環(huán)、電容電流內(nèi)環(huán)的準(zhǔn)PR控制策略對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響,，最后通過Simulink平臺的仿真結(jié)果驗(yàn)證了所提控制策略的合理性,。

1 并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)設(shè)計(jì)

1.1 H6并網(wǎng)逆變器拓?fù)?/strong>

    LCL濾波的單相H6并網(wǎng)逆變器(single-phase H6-type grid-connected inverter with LCL-filter，H6LCL)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示,。其中,，E為直流輸入電壓；S₁~S₆為IGBT,；D₁和D₂為續(xù)流二極管,；L₁、L₂和C構(gòu)成LCL濾波器(忽略濾波電感和電容的寄生電阻),；i₁為逆變器側(cè)電感電流,；i_c為流過濾波電容C的電流；i₂為并網(wǎng)側(cè)電感電流,；u_c為濾波電容C的端電壓,；u_g為電網(wǎng)電壓,。

    H6LCL系統(tǒng)采用如圖2所示的混合單極性調(diào)制方式，S₁~S₄工作在高頻開關(guān)狀態(tài),、S₅和S₆工作在工頻開關(guān)狀態(tài),。S₁和S₄的PWM驅(qū)動信號相同、S₂和S₃的PWM驅(qū)動信號相同,，且兩種驅(qū)動信號在周期上互補(bǔ),。可以看到S₅和D₂,、S₆和D₁為逆變器兩組續(xù)流通道,，逆變器續(xù)流時(shí)實(shí)現(xiàn)了逆變器交流側(cè)與直流電池板脫離，通過選用快恢復(fù)二極管取代性能較差的體二極管之后能夠有效地降低二極管的反向恢復(fù)損耗,，使得總體效率有大幅提高^[3]。

1.2 LCL濾波器設(shè)計(jì)

    首先分析L型濾波器與LCL型濾波器的穩(wěn)定性,，從圖3的波特圖可以看出,，在低頻段LCL型濾波器和L型濾波器效果一樣，而LCL濾波器在保持低頻段增益衰減的同時(shí),，還可以有效地抑制高次諧波,。但LCL濾波器電感和電容參數(shù)的選取決定了系統(tǒng)的動態(tài)特性：L越小功率損耗越低、電流跟蹤越快,；L越大濾波效果越好,。所以，選取電感時(shí)要結(jié)合系統(tǒng)參數(shù)綜合考慮各方面因素,，采用折中的方法進(jìn)行選擇,，表1給出了本文所設(shè)計(jì)逆變器的參數(shù)。

    一般情況下,，輸出電流紋波的大小決定了電感L最小值的選擇,。通常選擇額定電流的15%~25%作為電感L上的紋波值^[8]，本文選用15%進(jìn)行計(jì)算,。由圖3可看出,，在低頻段（轉(zhuǎn)折頻率以下）LCL濾波器和L濾波器有一樣的濾波效果，因此可用單電感L近似計(jì)算LCL濾波器中L₁+L₂的值^[9],。

    本文L實(shí)取2.4 mH,，即L₁+L₂取值為2.4 mH，不同文獻(xiàn)對L₁/L₂取值不同,，H6LCL系統(tǒng)中選擇L₁=2 mH,，L₂=0.4 mH代入計(jì)算。

    電容參數(shù)的大小與諧振頻率和無功功率有關(guān),。無功功率,、流過功率器件和電感的電流不能過大,，決定了濾波電容值不能較大，否則系統(tǒng)整體的效率就會下降,；而濾波電容值比較小,，則在同樣的濾波效果下就需要數(shù)值較大的電感，從而導(dǎo)致電感的體積變大,。實(shí)際工程中,，電容參數(shù)對系統(tǒng)功率容量的影響通常要小于10%，本文取5%進(jìn)行計(jì)算,，則電容值的取值范圍為：

帶入?yún)?shù)得C≤16.44 μF,，本文取C=14 μF。

2 電流雙閉環(huán)準(zhǔn)PR控制

    圖4為H6LCL系統(tǒng)的雙閉環(huán)控制框圖,，控制思路為：在并網(wǎng)電流外環(huán)中,，經(jīng)過PLL鎖相環(huán)得到的參考電流i_ref和并網(wǎng)電流i₂比較，得到的誤差信號在經(jīng)過準(zhǔn)PR控制器處理后與內(nèi)環(huán)的電容電流相減,，再將得到的信號波形經(jīng)過比例調(diào)整后送給SPWM信號發(fā)生器,，最后產(chǎn)生SPWM波作用于H6拓?fù)洳⒕W(wǎng)逆變器的功率管，從而實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)控制,。

2.1 準(zhǔn)PR策略

    傳統(tǒng)的并網(wǎng)逆變器中,，穩(wěn)態(tài)誤差和抗干擾能力差的缺陷使得PI控制器的應(yīng)用受限，而PR控制器在控制逆變器輸出的過程中加入了無損諧振環(huán)節(jié),，諧振頻率處的增益為無窮大,、相位等于0，因此系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差可以被消除,。在本H6LCL系統(tǒng)中,，諧振頻率為50 Hz（等于電網(wǎng)電壓頻率），PR控制的傳遞函數(shù)為：

    PR控制器的波特圖如圖5所示,。從圖中可明顯看出,，采用PR控制器在電網(wǎng)基波頻率處會有極大的增益，尤其是在基頻50 Hz（314 rad/s）處,，增益可視為無窮大,。如果電網(wǎng)頻率一直保持在該理想點(diǎn)上，則PR控制器可有效地抑制諧波,，得到較為優(yōu)質(zhì)的并網(wǎng)電流,。但是，通常情況下電網(wǎng)的頻率會偏差±0.1 Hz左右,，而頻率的偏移會極大地降低PR控制器抑制諧波的能力,。為了減小系統(tǒng)在諧振頻率處的敏感程度，解決電網(wǎng)頻率偏移造成PR控制策略無法抑制諧波的問題,，改用準(zhǔn)PR控制策略,，其傳遞函數(shù)可表示為： 

式中,，比例參數(shù)K_p=0.5，諧振參數(shù)K_R=10,，諧振基波角頻率ω₀=314,，頻帶寬度ω_c=3.14。由式(10)畫出如圖6所示波特圖,，與圖5比較可知,，采用準(zhǔn)PR控制時(shí)系統(tǒng)在諧振點(diǎn)附近的帶寬增大，有效地解決了PR控制器在電網(wǎng)頻率偏移時(shí)不能抑制諧波干擾的問題,，同時(shí)系統(tǒng)抗電網(wǎng)電壓干擾的能力也得到了增強(qiáng),。

2.2 電流雙閉環(huán)控制策略

    LCL濾波器的動態(tài)響應(yīng)好、有著比L濾波器更好的諧波抑制性能,，但作為三階系統(tǒng),，LCL濾波器較低的系統(tǒng)阻尼會導(dǎo)致在固有頻率處出現(xiàn)如圖3所示的諧振尖峰，為了提高控制的穩(wěn)定性能,，必須要抑制住系統(tǒng)振蕩,。而LCL濾波器的諧振是較低的系統(tǒng)阻尼所致，為此,，引入了一種并網(wǎng)電流外環(huán)、電容電流內(nèi)環(huán)的雙電流反饋策略,，結(jié)合圖4可得到其閉環(huán)控制框圖如圖7(a)所示,，為進(jìn)一步求取閉環(huán)控制系統(tǒng)的傳遞函數(shù)，對圖7(a)進(jìn)行一系列等效變換和簡化得到圖7(b),。

    由圖7(b)可以得到雙電流反饋控制的傳遞函數(shù)如式(11)所示：

式中K_PWM為H6逆變橋的等效比例環(huán)節(jié),，K為向前通道的比例系數(shù)，根據(jù)文獻(xiàn)[10]的研究,，取K_PWM=40,， K=0.86。由式(10)和式(11)可畫出雙閉環(huán)控制的波特圖如圖8所示,，可以看到,，相比于圖3，并網(wǎng)電流與電容電流的雙閉環(huán)控制方案可以有效抑制LCL固有頻率處的諧振尖峰,，并且在高頻段有較好的諧波抑制效果,。

3 仿真驗(yàn)證

    為了驗(yàn)證上述分析設(shè)計(jì)及控制策略的正確性，在Simulink平臺上搭建了仿真模型,，設(shè)并網(wǎng)參考電流幅值為25.4 A,，其他電路參數(shù)如理論分析所述。得到的仿真結(jié)果如圖9和圖10所示,。圖9(a)為并網(wǎng)電流波形（放大10倍）與電網(wǎng)電壓波形,，圖9(b)為并網(wǎng)電流與參考電流波形,，圖10為并網(wǎng)電流的諧波畸變率。

    從圖9(a)和圖9(b)可以看出,，H6拓?fù)淠孀兤鞑捎肔CL濾波的電流雙閉環(huán)準(zhǔn)PR控制策略能夠?qū)崿F(xiàn)入網(wǎng)電流的無靜差跟蹤,，系統(tǒng)更加穩(wěn)定；同時(shí)可看出電網(wǎng)電壓與入網(wǎng)電流幾乎是同頻同相的,，因此逆變器并網(wǎng)時(shí)接近單位功率因數(shù),；對入網(wǎng)電流i_g的前5個(gè)周波進(jìn)行FFT分析得到圖10所示結(jié)果，可知入網(wǎng)電流的THD僅為1.06%,，說明采用LCL濾波器的單相H6拓?fù)洳⒕W(wǎng)逆變器具有較好的濾波能力,，可有效地抑制高頻諧波。

4 結(jié)論

    高效率的單相H6拓?fù)淠孀兤鹘Y(jié)合LCL濾波器可以得到比傳統(tǒng)逆變器更加優(yōu)質(zhì)的電能,。針對三階LCL濾波器的振蕩會造成系統(tǒng)不穩(wěn)定的問題,，本文采用了一種有源阻尼控制方案，即引入并網(wǎng)電流外環(huán),、電容電流內(nèi)環(huán)的雙電流反饋法,，并在并網(wǎng)電流外環(huán)中引入了準(zhǔn)PR控制策略，通過4 kW逆變器的設(shè)計(jì)和仿真驗(yàn)證,，證明該控制策略可以有效地抑制固有頻率處的諧振,，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的無靜差跟蹤，提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性,。仿真結(jié)果還表明,，采用該策略能夠在較小的濾波電感值下濾除高次諧波，降低了系統(tǒng)成本且得到并網(wǎng)電流的諧波畸變率僅為1.06%,，并網(wǎng)質(zhì)量得到了進(jìn)一步的改善,。

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作者信息:

林春旭1，2,，王  娟2,，趙萬明1,，2

（1.西南交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院,，四川 成都610031；2.西南石油大學(xué) 電氣信息學(xué)院,，四川 成都610500）