0 引言

    功率分配器（功分器）作為微波系統(tǒng)的基本元件，在陣列天線,、功率放大器,、混頻器等微波系統(tǒng)中都有很廣泛的應(yīng)用^[1]。同時,，不等分功器也頻繁地出現(xiàn)在這些應(yīng)用中,。隨著多頻通信系統(tǒng)的發(fā)展，針對雙頻帶的不等分功分器已經(jīng)出現(xiàn)了大量的研究^[2],。為了實現(xiàn)不等分功分器的雙頻工作,，復(fù)合左右手傳輸線(CRLH TL)被用于不等分功分器的設(shè)計^[3]。

    本文首先通過理論分析,，導(dǎo)出基于CRLH TL的不等分功分器的S參數(shù),。然后,，通過應(yīng)用CRLH TL的雙頻特性，結(jié)合不等分功分器的結(jié)構(gòu)設(shè)計了一款能夠同時工作在1 GHz和2.2 GHz的雙頻不等分功器,。并使用CAD軟件對電路進行電磁仿真和電路參數(shù)優(yōu)化,，最后通過對比仿真和實驗測試結(jié)果，驗證了理論的正確性,。

1 不等分功分器的電路結(jié)構(gòu)

    基于CRLH TL的不等分功分器的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示,。

其中，CRLH TL的特征阻抗為Z_k1,，Z_k2,。R為端口2和端口3的隔離電阻。

    四分之一波長CRLH TL的ABCD參數(shù)為：

其中,，Z_in1和Z_in2為特征阻抗,，分別為Z_k1和Z_k2的CRLH TL端接負載時的輸入阻抗，在確定CRLH TL的結(jié)構(gòu)后,，可由式(2)計算得出,。

    端口1的反射系數(shù)為：

    為了計算S₂₃，先讓端口1端接負載Z₀,，然后通過分析該二端口網(wǎng)絡(luò)來獲得端口2,、端口3的耦合情況。如圖2所示,，可用Π型等效網(wǎng)絡(luò)來表示這個二端口網(wǎng)絡(luò)^[5],。

    該二端口網(wǎng)絡(luò)實際上由特征阻抗為Z_k1的CRLH TL、并聯(lián)電阻Z₀和特征阻抗為Z_k2的CRLH TL級聯(lián)而成,?？上惹蟪龈鱾€部分的ABCD參數(shù)，相乘后將ABCD參數(shù)轉(zhuǎn)換成Y參數(shù)即可,。該二端口網(wǎng)絡(luò)的ABCD參數(shù)為：

    當G=1/R=-Y₂₃時,，端口2和端口3去耦合。同時,，隔離電阻也可以由式(10)求出：

2 雙頻四分之一波長CRLH TL

    CRLH TL一個單元的集總元件（LE）等效模型如圖3所示,。

    為了說明CRLH TL的雙頻特性，令L_R=2.5 nH,，C_R=1 pF,，L_L=2.5 nH，C_L=1 pF,，N=10,。此時CRLH TL的特征阻抗Z_C=Z_R=Z_L=50 Ω，屬于平衡的CRLH TL。在圖4中做出CRLH TL的解卷繞相位響應(yīng)(Unwarpped Phase),，圖4中的PRH和PLH的相位響應(yīng)可以通過分別令L_L=0,，C_L=0和L_R=0，C_R=0來獲得,。

    可以通過合理地設(shè)置L_R,、C_R、L_L,、C_L來改變CRLH TL相位響應(yīng)的偏移量(offset)和斜率(slope),。

    對于單節(jié)四分之一波長PRH傳輸線，在工作頻率為f1時,，相位響應(yīng)為-π/2。在工作頻率為f₂=3f₁時,，相位響應(yīng)為-3π/2,。若要在任意兩個頻率(f₁，f₂)實現(xiàn)(-π/2,，-3π/2)的相位響應(yīng),，可通過使φ_C(f₁)=-π/2，φ_C(f₂)=-3π/2,，求解式(5),、式(6)、式(11)來獲得LE等效模型的元件值,，然后再尋找合適的物理結(jié)構(gòu)加以實現(xiàn),。

    本文通過使用SMT片上元件結(jié)合傳輸線來實現(xiàn)N個單元的CRLH TL，如圖5所示,。

    在確定工作頻率(f₁,，f₂)所對應(yīng)的相位響應(yīng)(-π/2，-3π/2)后,，使用如下設(shè)計公式^[6],，可以直接計算出圖5所示的N個單元組成的CRLH TL的LE等效模型元件值。

    令Z_k1=Z_R1=Z_L1=51.5 Ω,，f₁=1 GHz,，f₂=2.2 GHz，N=2代入式(12),、式(13)求解方程可得L_R1=9.39 nH,，C_R1=3.54 pF，L_L1=22.8 nH,，C_L1=8.59 pF,。同理，令Z_k2=Z_R2=Z_L2=103 Ω，N=2,，求解方程可得L_R2=18.1 nH,，C_R2=1.77 pF，L_L2=45.5 nH,，C_L2=4.29 pF,，其中L_L和C_L均可使用集總元件實現(xiàn)。

    最后,，將L_R,、C_R代入式(9)可算出φ_RH均為-2.29，則圖3中兩側(cè)傳輸線電長度的總和為131°,。具體的θ₁和θ₂不需要相等,，可根據(jù)外部電路作調(diào)整。

3 仿真設(shè)計

    傳統(tǒng)的單頻不等方法功分器的分支線為四分之一波長傳輸線,。若想在任意兩個頻率下引入(-π/2,，-3π/2)的相位響應(yīng)，可將傳統(tǒng)不等分功分器分支線使用CRLH TL實現(xiàn),，原理圖如圖6所示,。

    仿真結(jié)果采用厚度為1 mm，介電常數(shù)和損耗角正切分別為ε_r=4.4@1 GHz,，tanδ=0.01@1 GHz的FR4板材作為襯底,。

    如圖7所示，由于SMT片上元件均為離散值,，因此L_L和C_L可以選取最接近理論計算結(jié)果的SMT片上元件值,，通過EM和原理圖聯(lián)合仿真對電路參數(shù)優(yōu)化，優(yōu)化后的電路元件參數(shù)值示于表1,。

    將仿真結(jié)果顯于圖8和圖9,，并結(jié)合式(21)~式(24)的理論計算結(jié)果進行對比。在1 GHz和2.2 GHz時,，理論值與仿真結(jié)果的S₁₁和S₂₃均小于-20 dB,，這表明端口1在這兩個工作頻率均匹配，并且端口2和端口3去耦合,。同時,，在1 GHz和2.2 GHz時，理論值與仿真結(jié)果的Δ=S₂₁-S₃₁≈3 dB,。這表明端口2和端口3的功率比約為2,。

4 結(jié)論

    本文分析了CRLH TL的相位響應(yīng)，并利用其雙頻特性,，通過使用SMT片上元件結(jié)合傳輸線的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)了雙頻四分之一波長CRLH TL,，并將其應(yīng)用到不等分功分器以實現(xiàn)雙頻工作,。最后，通過理論分析推導(dǎo)出這種三端口網(wǎng)絡(luò)的S參數(shù),，通過CAD軟件進行仿真驗證并優(yōu)化設(shè)計,。理論分析結(jié)果與仿真數(shù)據(jù)基本吻合，驗證了理論的正確與設(shè)計的可行性,。

參考文獻

[1] POZAR D M.Microwave engineering(3rd ed)[M].New York：Wiley Press,，2005.

[2] 范海軍，周希朗.新型小型化超寬帶功率分配器的設(shè)計[J].電子技術(shù)應(yīng)用,，2011,，34(23)：20-22，26.

[3] PARK M J.Dual-band unequal power divider with simplified structure[J].IET Microwaves Antennas & Propagation,，2011,，5(15)：1891-1896.

[4] YANG I，KAHNG S,，KAHNG K S,，et al.Dual-band unequal power divider miniaturized by fully printed CRLH phase shift lines[C].Proceedings of the 43rd European Microwave Conference，2013：140-143.

[5] ROBERT E C.Foundations for microwave engineering(2nd ed)[M].New York：Wiley Press,，2001：394-480.

[6] LIN I H，VINCENTIS M D,，CALOZ C,，et al.Arbitrary dual-band components using composite right/left-hand-ed transmission lines[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2004,，52(4)：1142-1149.

作者信息:

林劍欣,，余  凱，李思臻,，章國豪

（廣東工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院,，廣東 廣州510000）