LLC轉(zhuǎn)換器憑借簡單、高效的優(yōu)點(diǎn)而成為廣泛用于PC,、服務(wù)器和電視電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),。其諧振操作可實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍的軟開關(guān),，從而成為高頻和高功率密度設(shè)計(jì)的理想選擇。此外,，LLC轉(zhuǎn)換器采用電容濾波器，無需輸出濾波電感。有了電容濾波器,，LLC轉(zhuǎn)換器還可以使用額定電壓較低的整流器,，從而降低系統(tǒng)成本。此外,，次級側(cè)整流器可實(shí)現(xiàn)零電流轉(zhuǎn)換,，大大減少了反向恢復(fù)損耗。利用LLC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的各項(xiàng)優(yōu)勢,，可進(jìn)一步提高效率，降低輸出整流器的損耗,。

　　用于LLC諧振轉(zhuǎn)換器的同步整流器

　　使用二極管整流器時(shí)，如圖1所示,，全部輸出電流流過輸出二極管,。對于低電壓或高輸出電流應(yīng)用，這些二極管整流器中存在顯著的效率損失和熱應(yīng)力,。

　　圖1.帶二極管整流器的LLC轉(zhuǎn)換器

　　如果二極管用固定的正向電壓降VF建模，則可以基于等式1估計(jì)每個(gè)整流二極管的損耗,。,，采取這樣的方式計(jì)算，對于具有0.5V正向壓降的12V,，10A輸出設(shè)計(jì)來說,，每個(gè)二極管產(chǎn)生2.5W的損耗,，這意味著總效率損失約為4%,。

　　使用如圖2所示的同步整流器（SR）,，MOSFET上的電壓降可能遠(yuǎn)低于典型的二極管正向電壓,。

　　對于相同的設(shè)計(jì),，如果用MOSFET替換整流二極管,，并通過適當(dāng)?shù)目刂?，可以使用公?計(jì)算傳導(dǎo)損耗，次級側(cè)電流形狀與圖3所示的正弦曲線類似,。使用4 mΩ RDSon,，每個(gè)整流器損耗可降至0.247 W，相當(dāng)于總效率損失0.4%,。

　　圖2.帶同步整流器的LLC轉(zhuǎn)換器

　　圖3.LLC次級側(cè)電流

　　LLC同步整流器控制的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)

　　可以通過監(jiān)測其漏極-源極電壓（VDS）來控制同步整流器,。在同步整流器導(dǎo)通之前，電流流過其體二極管,。體二極管正向電壓降可用于觸發(fā)同步整流器導(dǎo)通,。在同步整流器導(dǎo)通后，其導(dǎo)通電阻變?yōu)殡娏鳈z測電阻,，VDS可用于在電流反轉(zhuǎn)之前檢測電流以關(guān)斷同步整流器,。盡管控制方法非常簡單,，但LLC諧振轉(zhuǎn)換器同步整流器控制仍存在一些設(shè)計(jì)挑戰(zhàn),。

　　同步整流器關(guān)斷時(shí)間：LLC同步整流器控制的最大挑戰(zhàn)是在正確的時(shí)間關(guān)斷同步整流器,。與反激式轉(zhuǎn)換器不同，LLC同步整流器通常承載更高的電流并具有更高的di/dt,。如圖4所示,，檢測電壓VSENSE用于同步整流器控制,。

　　它包括RDSon壓降（VSR）和由di/dt引起的封裝電感（LD,，LS）上的偏移電壓,。對于高di/dt和封裝電感,，該偏移電壓可能很大并且同步整流器經(jīng)常過早關(guān)斷，這導(dǎo)致較長的體二極管導(dǎo)通時(shí)間和較大的傳導(dǎo)損耗,。

　　突發(fā)模式運(yùn)行：與LLC轉(zhuǎn)換器中使用的同步整流器相關(guān)的另一個(gè)挑戰(zhàn)是突發(fā)模式運(yùn)行,。在突發(fā)模式期間,，兩個(gè)初級側(cè)開關(guān)都將關(guān)斷,。開關(guān)節(jié)點(diǎn)電容器與LLC變壓器磁化電感器諧振,。這種低頻寄生振蕩有潛在的可能使同步整流器錯(cuò)誤地導(dǎo)通并使輸出將能量傳遞到初級側(cè),，這將導(dǎo)致更多的傳導(dǎo)損耗,。

　　低待機(jī)功率：即使同步整流器節(jié)省了傳導(dǎo)損耗,，由于控制電路和柵極驅(qū)動器損耗,，它們也會給系統(tǒng)增加額外的損耗,。由于節(jié)省了大量傳導(dǎo)損耗,，因此在較重負(fù)載下這種額外損耗微不足道,。但是,，在空載條件下,，將SR控制器置于待機(jī)模式并使用SR體二極管進(jìn)行整流,，可以高效地禁用SR控制器,。

　　可靠性問題：由于電容濾波器的存在,，如果兩個(gè)同步整流器同時(shí)導(dǎo)通,，則輸出將通過變壓器短路,，并且預(yù)計(jì)會發(fā)生災(zāi)難性故障。防止兩個(gè)同步整流器同時(shí)導(dǎo)通至關(guān)重要,，甚至應(yīng)該考慮到由電路噪聲引起的錯(cuò)誤觸發(fā),。

　　用于LLC轉(zhuǎn)換器的UCC24624同步整流器控制器

　　為了實(shí)現(xiàn)更好的LLC諧振轉(zhuǎn)換器效率，可引入U(xiǎn)CC24624雙同步整流器控制器與LLC控制器（如UCC25360系列）一起使用。UCC24624實(shí)現(xiàn)了同步整流器控制的VDS檢測，以及針對LLC同步整流器控制挑戰(zhàn)的各種功能,，使其成為實(shí)現(xiàn)高效LLC設(shè)計(jì)的理想解決方案,。

　　為解決同步整流器提前關(guān)斷的挑戰(zhàn),，UCC24624實(shí)現(xiàn)了比例柵極驅(qū)動,，以及可調(diào)節(jié)的+ 10.5 mV關(guān)斷閾值,。比例柵極驅(qū)動在電流下降沿降低同步整流器柵極電壓,。降低的柵極驅(qū)動電壓會增加同步整流器MOSFET RDSon，從而導(dǎo)致同步整流器上的壓降更高,。這種增加的壓降超過了封裝電感引起的偏移電壓,。加上正關(guān)斷閾值，UCC24624可將體二極管導(dǎo)通時(shí)間降至最低,。為了使具有更高寄生電感的封裝（例如TO-220）更好地工作,，通過使用從VSS引腳到同步整流器MOSFET源極引腳的外部偏移電阻，UCC24624可讓設(shè)計(jì)人員進(jìn)一步提高其關(guān)斷閾值,。這使得控制器更少受到MOSFET封裝的影響,。

　　圖5.用于LLC轉(zhuǎn)換器的UCC24624雙同步整流器控制器

　　為了改善突發(fā)模式運(yùn)行，除了傳統(tǒng)的停機(jī)消隱的方式外,，UCC24624還采用自適應(yīng)導(dǎo)通延遲時(shí)間,。在正常運(yùn)行期間，導(dǎo)通延遲保持很短,，從而縮短體二極管導(dǎo)通時(shí)間并提高效率,。在突發(fā)模式運(yùn)行期間，同步整流器運(yùn)行從互補(bǔ)方式變?yōu)闊o轉(zhuǎn)換方式,。UCC24624可通過這一指示檢測LLC是否已進(jìn)入突發(fā)模式運(yùn)行,。這可增加導(dǎo)通延遲時(shí)間，有助于抑制寄生振蕩,。在輕負(fù)載條件下,，為提供額外的噪聲抑制，導(dǎo)通延遲也會增加。自適應(yīng)導(dǎo)通延遲時(shí)間的這一性能,，有助于在不犧牲效率性能的情況下抑制噪聲,。

　　UCC24624還具有內(nèi)置的自動待機(jī)模式檢測電路，而無需使用外部元件,。對于空載時(shí)的LLC轉(zhuǎn)換器,，轉(zhuǎn)換器以突發(fā)模式運(yùn)行以調(diào)節(jié)輸出電壓。每個(gè)開關(guān)周期中的LLC同步整流器導(dǎo)通時(shí)間仍然很長,，而轉(zhuǎn)換器的平均開關(guān)頻率非常低。UCC24624根據(jù)轉(zhuǎn)換器平均開關(guān)頻率檢測輕載條件,。它可使控制器在空載時(shí)進(jìn)入待機(jī)模式,，有助于實(shí)現(xiàn)低待機(jī)功耗。

　　為了提高可靠性并防止兩個(gè)同步整流器同時(shí)導(dǎo)通,，將互鎖邏輯應(yīng)用于同步整流器控制的兩個(gè)通道,。在一個(gè)通道處于同步整流器導(dǎo)通時(shí)間期間，同時(shí)禁止另一個(gè)通道同步整流器導(dǎo)通,。即使在系統(tǒng)噪聲的干擾下,，互鎖邏輯仍可提高運(yùn)行的可靠性。

　　總結(jié)

　　憑借所有內(nèi)置智能以及TI UCC25630系列LLC控制器,，UCC24624為LLC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中的同步整流器控制提供了高效,、經(jīng)濟(jì)的解決方案。

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