文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.190227
中文引用格式： 李亞東，趙二剛,，俞梅,，等. 數(shù)字化雙模高效率射頻功率源[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2019,，45(6)：15-18,，22.
英文引用格式： Li Yadong，Zhao Ergang,，Yu Mei,，et al. High efficiency digital RF power source with dual frequency mode[J]. Application of Electronic Technique，2019,，45(6)：15-18,，22.
0 引言
隨著光伏器件產(chǎn)業(yè)的蓬勃發(fā)展，射頻電源系統(tǒng)已廣泛存在于磁控濺射,、等離子體增強(qiáng)型化學(xué)氣相沉積(PECVD)等各種應(yīng)用場(chǎng)景[1]。射頻電源系統(tǒng)的發(fā)展趨勢(shì)應(yīng)向小型數(shù)字化靠攏,，實(shí)現(xiàn)輸出功率連續(xù)可調(diào),、頻率穩(wěn)定、實(shí)時(shí)跟蹤負(fù)載變化以實(shí)現(xiàn)自動(dòng)阻抗匹配,、顯示入射與反射功率并給出電壓駐波比(SWR),、系統(tǒng)過壓過流過熱保護(hù)和故障報(bào)警等功能，同時(shí)遠(yuǎn)程控制和數(shù)據(jù)存儲(chǔ)功能可以實(shí)現(xiàn)與其他設(shè)備的聯(lián)合使用[2],。當(dāng)前國(guó)內(nèi)的射頻電源系統(tǒng)中的射頻功率源大多數(shù)使用電子管作為功率放大器, 其噪聲大,、發(fā)熱量大、壽命低,、頻率固定且工作電壓需要較高,，使得以晶體管為核心的射頻電源系統(tǒng)吸引了研發(fā)人員的廣泛關(guān)注[3],。相對(duì)而言晶體管射頻功率源的體積很小，其轉(zhuǎn)換效率高,、噪聲系數(shù)低,、使用壽命長(zhǎng)，多個(gè)并聯(lián)設(shè)計(jì)亦可增大射頻輸出功率,。從穩(wěn)定度方面來看,，晶體管射頻功率源有更好的頻率穩(wěn)定度和功率穩(wěn)定度，其性能指標(biāo)直接關(guān)系到儀器分析精度[4],。從數(shù)字化的角度來看,，數(shù)字式射頻功率源有更可靠更簡(jiǎn)單的控制方式，可增加多種輸出頻率選擇以適配更多應(yīng)用場(chǎng)景,。
本文設(shè)計(jì)的雙模射頻功率源為射頻電源系統(tǒng)的核心組件之一,，可以實(shí)現(xiàn)大功率和雙頻率射頻信號(hào)的產(chǎn)生，由微處理器控制DDS信號(hào)源的頻率輸出及諧振網(wǎng)絡(luò)的切換,，最終實(shí)現(xiàn)雙頻率選擇輸出,。該系統(tǒng)主要由DDS信號(hào)源、驅(qū)動(dòng)級(jí),、功率放大級(jí)和選頻網(wǎng)絡(luò)組成,，其中放大級(jí)使用非線性的E類功率放大器。本文將著重對(duì)高效率E類功率放大器的工作機(jī)理與選頻網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)進(jìn)行理論推導(dǎo)和分析,，并對(duì)其進(jìn)行Multisim仿真驗(yàn)證及板級(jí)測(cè)試,。
1 雙模射頻功率源設(shè)計(jì)
雙模射頻功率源主要由微處理器、電壓數(shù)字可調(diào)式直流電源,、DDS信號(hào)源,、驅(qū)動(dòng)級(jí)、放大級(jí)和選頻網(wǎng)絡(luò)組成,，其中DDS采用美國(guó)ADI公司的AD9850芯片,；選用德國(guó)IXYS公司的MOSFTE及驅(qū)動(dòng)器作為驅(qū)動(dòng)級(jí)和放大級(jí)；利用數(shù)控式選擇開關(guān)切換選頻網(wǎng)絡(luò),。雙模射頻功率源框圖如圖1所示,。
1.1 E類功率放大器工作原理
功率放大級(jí)采用E類功率放大器模型，與其他類型功率放大器相比,，其理論轉(zhuǎn)換效率可以接近100%[5],，在高頻情況下仍然會(huì)保持高效率工作，目前已得到了廣泛的應(yīng)用,。E類放大器的晶體管在開關(guān)模式下工作[6],，如圖2所示，C0為并聯(lián)電容，同時(shí)也包括晶體管的輸出電容,；直流電源VDD通過射頻扼流圈RFC接入電路,；L1C1組成高品質(zhì)因數(shù)諧振網(wǎng)絡(luò)，作為帶通濾波器給負(fù)載RL提供中心頻率處的正弦波形,。為了實(shí)現(xiàn)E類功率放大器的高轉(zhuǎn)換效率,，放大器作為一種開關(guān)器件，不僅需要快速的開關(guān)速度,，而且需要較小的導(dǎo)通電阻[7],。此外，若信號(hào)源占空比不是50%,，則高頻情況下開關(guān)切換困難,，所以信號(hào)源質(zhì)量的優(yōu)劣也直接影響了E類功率放大器的工作效率，射頻信號(hào)源的設(shè)計(jì)在下一小節(jié)中給出,。
晶體管等效的開關(guān)實(shí)際上只會(huì)工作半個(gè)周期,，在其導(dǎo)通的半個(gè)周期內(nèi)，自身壓降V1(t)會(huì)歸零,，在其截止的半個(gè)周期內(nèi),，電壓V1(t)由一個(gè)圓形的正脈沖組成。高壓DC偏置電源通過射頻扼流圈L0接入晶體管漏級(jí),。射頻扼流圈與等效開關(guān)形成了一個(gè)充放電回路,。當(dāng)開關(guān)斷開時(shí)，直流電源將能量送入扼流圈,；開關(guān)導(dǎo)通時(shí),，扼流圈將能量送入其余回路。
為了便于分析和推導(dǎo)E類功率放大器的理論模型,，做如下假設(shè)：
(1)晶體管為理想開關(guān)元件,，無寄生電阻與電抗；
(2)輸入射頻信號(hào)占空比為50%,；
(3)諧振網(wǎng)絡(luò)L1C1的品質(zhì)因數(shù)Q很大,，輸出為純正弦波形；
(4)射頻扼流圈為理想電感,，只允許直流通過,；
(5)負(fù)載RL為理想電阻，阻值為50 Ω,。
圖3所示為理想狀態(tài)下高效率E類功率放大器的等效模型。
E類功率放大器可以給RL提供正弦信號(hào),，其幅值約為VDD,，則末級(jí)的輸出功率為Pout=VDD2/2RL，若想改變放大器輸出功率，在負(fù)載不變的情況下,，只需改變直流偏置電壓即可實(shí)現(xiàn),。
由上述公式可以得出當(dāng)RL=50 Ω時(shí)，射頻功率源分別工作在13.56 MHz和27.12 MHz兩種不同頻率模式下電路參數(shù)L0,、C0,、L1、C1的具體值,，如表1所示,。
1.2 射頻信號(hào)源
射頻信號(hào)源的參數(shù)和穩(wěn)定性決定著射頻功率源是否能正常穩(wěn)定地工作。對(duì)于E類功率放大器而言,，必須要考慮的是開關(guān)時(shí)延和信號(hào)穩(wěn)定度,，并且最優(yōu)的工作狀態(tài)是晶體管的開關(guān)時(shí)延不能超過整個(gè)系統(tǒng)周期的5%。本設(shè)計(jì)所使用的信號(hào)源工作頻率為13.56 MHz和27.12 MHz,，即開關(guān)時(shí)延必須在3.6 ns和1.8 ns以內(nèi),。同時(shí)，針對(duì)德國(guó)IXYS公司的MOSFTE而言,，其本身存在確定的開關(guān)損耗,，這也限制了射頻功率源輸出效率的最大值。
本文采用DDS作為射頻信號(hào)源,，其頻率穩(wěn)定度完全可以滿足射頻電源0.005%的設(shè)計(jì)要求,。控制部分使用STM32F103微處理器,，通過串口連接觸摸顯示屏,，進(jìn)行兩種輸出頻率的選擇。同時(shí),，為了保證數(shù)字電路運(yùn)行的可靠性,，在DDS輸出端口與驅(qū)動(dòng)級(jí)輸入端口之間加入1：1高頻變壓器，進(jìn)行數(shù)字信號(hào)與模擬網(wǎng)絡(luò)的隔離,。13.56 MHz頻率下信號(hào)源輸出波形如圖4所示,。其中上升時(shí)間為3.1 ns，下降時(shí)間為2.95 ns,，占空比50%,。
1.3 選頻網(wǎng)絡(luò)
在E類功率放大器中，晶體管的漏級(jí)輸出波形為半周期脈沖,，可以看作是工作頻率下的基波和各次諧波分量疊加而成,。所以由L、C串聯(lián)組成的諧振網(wǎng)絡(luò)的作用是保留基波,，濾除高次諧波分量,，使得射頻功率源輸出為工作頻率的標(biāo)準(zhǔn)正弦波[8],。
由于本設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)兩種工作頻率，則需要兩套不同參數(shù)的諧振網(wǎng)絡(luò)組成選頻網(wǎng)絡(luò),。由微處理器控制繼電器實(shí)現(xiàn)兩個(gè)諧振網(wǎng)絡(luò)之間的切換,。具體參數(shù)值在表1給出。
2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析
查閱IXYS公司MOSFET的數(shù)據(jù)手冊(cè)可知,，不同柵源電壓下,，其輸出電容值不同。這就使得在不同的直流偏置電壓下,，等效并聯(lián)電容C0在發(fā)生變化,，電路偏離最優(yōu)狀態(tài)運(yùn)行，導(dǎo)致輸出功率下降,，轉(zhuǎn)換效率降低,。即在不同的直流偏置電壓下有不同的轉(zhuǎn)換效率。分別對(duì)兩種工作頻率下的結(jié)果進(jìn)行Multisim仿真,，利用IXYS公司提供的SPICE仿真模型,，針對(duì)驅(qū)動(dòng)器和MOSFET的實(shí)際器件進(jìn)行不同頻率下的仿真分析，其仿真數(shù)據(jù)見表2,。
由表2可以看出,，在13.56 MHz的工作頻率下，可以通過增大直流偏置電壓的方式增大輸出功率,。
在直流偏置電壓為200 V時(shí),，輸出功率為485 W，轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到92.72%,，同時(shí)在對(duì)本設(shè)計(jì)實(shí)物測(cè)試過程中,，在負(fù)載良好匹配時(shí)，轉(zhuǎn)換效率也可以達(dá)到90%以上,。這一參數(shù)遠(yuǎn)遠(yuǎn)優(yōu)于市面上中科院微電子所RFG-300固態(tài)射頻電源86%的轉(zhuǎn)換效率,。
本文實(shí)物測(cè)定了在等效50 Ω負(fù)載上的輸出波形，如圖5所示,。輸入直流偏置電壓為150 V,，測(cè)得的輸出功率為254 W，轉(zhuǎn)換效率90.1%,。
圖6所示分別為驅(qū)動(dòng)級(jí),、MOSFET漏級(jí)和射頻功率源輸出三者的電壓波形。在驅(qū)動(dòng)信號(hào)上升沿到來時(shí),，晶體管導(dǎo)通,，漏源電壓被強(qiáng)制歸零。因?yàn)椴⒙?lián)電容C0的存在,，此時(shí)漏級(jí)電壓還未減小到零,，同時(shí)MOSFET實(shí)際存在1.5 Ω的導(dǎo)通電阻,，這段時(shí)間內(nèi)電壓與電流不同時(shí)為零,，則在此處產(chǎn)生功率的損耗,。影響C0的因素主要有兩個(gè)，一是隨漏源電壓VDS的增大而減小,，二是隨著溫度上升而增大,。當(dāng)出現(xiàn)功率的損失時(shí)，必定導(dǎo)致結(jié)溫上升,，而結(jié)溫上升又會(huì)導(dǎo)致耗散功率的增加,，最終燒毀MOSFET。所以合理的散熱也是非常必要的,。通過上述公式計(jì)算得出的C0理論值要小于MOSFET的實(shí)際輸出電容值,，使得功率損失，效率下降,。
為了解決上述問題,，考慮將等效并聯(lián)電容減小，本文采用并聯(lián)電感的方法,，在MOSFET漏級(jí)與地之間串聯(lián)L2和C2,。因?yàn)槁┘?jí)電壓有直流分量，所以C2的作用就是隔直流,，當(dāng)C2的值遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于并聯(lián)電容時(shí),，即可忽略不計(jì)。此處L2=4 μH,，C2=1 000 pF,。改進(jìn)后的波形如圖7所示，消除了漏源電壓VDS與漏級(jí)電流ID同時(shí)存在的情況,，提高了功率轉(zhuǎn)換效率,。
使用相同的驅(qū)動(dòng)器與MOSFET測(cè)試電路在27.12 MHz工作頻率下的各項(xiàng)參數(shù)，在直流偏置電壓為200 V時(shí),，輸出功率為449 W,，轉(zhuǎn)換效率可以達(dá)到87%。將兩種諧振頻率的諧振網(wǎng)絡(luò)通過繼電器接入電路,，由人機(jī)交互界面發(fā)出指令,，微處理器同時(shí)改變DDS輸出頻率和諧振網(wǎng)絡(luò)通路，從不同的輸出接口輸出,，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)了雙頻率模式的工作狀態(tài),。經(jīng)過原型機(jī)測(cè)試，達(dá)到了預(yù)期的實(shí)驗(yàn)結(jié)果,。
最后使用美國(guó)國(guó)家儀器公司的數(shù)據(jù)采集卡,，利用LabView上位機(jī)軟件對(duì)頻率穩(wěn)定度和功率穩(wěn)定度進(jìn)行了測(cè)試,，繪制輸出功率和頻率變化曲線，如圖8和圖9所示,。經(jīng)計(jì)算得出,，工作在額定輸出功率時(shí)，功率穩(wěn)定度小于±0.5%,，頻率穩(wěn)定度為±10 ppm,。
3 結(jié)論
經(jīng)過電路仿真及板級(jí)調(diào)試，本文設(shè)計(jì)了數(shù)字化雙模高效率射頻功率源,，實(shí)現(xiàn)了300 W射頻功率的長(zhǎng)時(shí)間穩(wěn)定輸出,。通過觸屏控制，可以實(shí)現(xiàn)13.56 MHz和27.12 MHz兩種輸出頻率的切換以及輸出功率連續(xù)可調(diào),。在13.56 MHz和27.12 MHz工作頻率下,，輸出功率300 W時(shí)，轉(zhuǎn)換效率分別可以達(dá)到90.1%和88%,。工作在額定輸出功率時(shí),，功率穩(wěn)定度小于±0.5%，頻率穩(wěn)定度為±10 ppm,。
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作者信息:
李亞東，趙二剛,，俞 梅,，衛(wèi) 娜，張建軍
(南開大學(xué) 電子信息與光學(xué)工程學(xué)院,，天津300350)