0 引言

    目前，AC/DC變換器主要用于計算機適配器,、服務器和電信系統(tǒng)的各領域，這就要求AC/DC變換器在整個負載工作范圍內(nèi)以及通用電源輸入電壓范圍內(nèi)具有高效率,、高密度,、高可靠性,、尺寸小以及低系統(tǒng)成本等特點^[1]。這使得AC/DC變換器設計面臨著更高挑戰(zhàn),。而市面上大多數(shù)AC/DC電源使用的是基于模擬芯片的標準設計,，采用雙路PFC控制器、PWM控制器和DC/DC控制器組合的設計,。但是,，也有使用單路模擬控制或者PFC和DC/DC控制器兩者組合的設計，其優(yōu)點是可以減少元器件數(shù)量和系統(tǒng)成本,。

    隨著新技術的發(fā)展,，新的數(shù)字化方法可以實現(xiàn)使用微控制器來控制PFC和DC-DC變換器^[2]。本文基于新的數(shù)字控制方法,，介紹了一種功率200 W的開關電源設計,，該開關電源采用STM32F334微控制器進行全數(shù)字控制。電源系統(tǒng)由 STM32F051K8控制的輸入無橋功率因數(shù)校正器和由STM32F334微控制器控制的半橋LLC諧振變換器兩部分組成,。

1 整體方案設計

    數(shù)字開關電源的整體設計方案如圖1所示,。從左到右，分別是輸入端,、EMI濾波器,、無橋PFC、半橋LCC,、輸出端和控制電路,。在標準AC-DC轉(zhuǎn)換器設計中，EMI濾波器都是連接到二極管橋式整流器的輸入端,，然后二極管橋式整流器輸出端連接到PFC級的輸入端,。然而，本文200 W AC-DC采用的是無橋PFC拓撲,，這種拓撲是通過去掉二極管橋式整流器,，從而使系統(tǒng)具有更低的傳導損耗和更高效率的優(yōu)點。該拓撲還具有相對于標準PFC能減少組件數(shù)量的優(yōu)點,。

    該方案使用用于總線電壓調(diào)節(jié)的外部電壓回路和用于根據(jù)正弦波形成電流的內(nèi)部控制回路來控制輸入級,。采用外環(huán)來調(diào)節(jié)電流基準，以便使總線電壓保持穩(wěn)定,。輸出端隔離和功率級采用半橋LLC拓撲結(jié)構(gòu)實現(xiàn),，該拓撲結(jié)構(gòu)控制方式是采用恒定占空比和可變頻率控制。半橋LLC使用高頻變壓器執(zhí)行電壓降壓,，同時設置了變壓器初級到次級的匝數(shù)比,，以在整個工作范圍內(nèi)保持良好的效率和調(diào)節(jié)。變壓器初級側(cè)提供有源開關產(chǎn)生的方波電壓,。在次級側(cè),，該電壓波形被二極管整流,，然后由輸出濾波器過濾輸出直流。在初級側(cè),，由于半橋開關管實現(xiàn)了零電壓開關（ZVS）,，導致開關損耗降低。

    該系統(tǒng)由STM32產(chǎn)品系列的兩個微控制器控制,。在初級側(cè),，STM32F051通過采樣PFC兩個MOSFET的電流，母線輸入交流電壓和PFC輸出總線電壓來控制無橋PFC,。通過STM32F051產(chǎn)生兩個控制信號PWM1和PWM2,，以驅(qū)動無橋PFC的兩個開關管關斷狀態(tài)。在功率級由一個STM32F334C8微控制器對LLC拓撲的輸出電壓進行采樣,，調(diào)整LLC半橋控制信號的頻率,，以確保在整個負載范圍內(nèi)電源能穩(wěn)定工作。此外,，兩個微控制器通過雙向串行通信方式交換有關輸入和輸出功率級狀態(tài)的信息,。功率級和控制級均采用離線反激電路，反激電路為微控制器,、柵極驅(qū)動IC和信號調(diào)理電路提供合適的穩(wěn)壓電壓,。

    該數(shù)字電源在通用交流輸入電壓90 V～265 V下，產(chǎn)生48 V穩(wěn)壓輸出,。該裝置的連續(xù)額定功率為200 W,，中間高壓直流母線通過PFC調(diào)節(jié)為396 V。LLC電路通過高頻變壓器將高直流電壓轉(zhuǎn)換為低直流電壓,，從而實現(xiàn)隔離,。

2 系統(tǒng)硬件設計

2.1 無橋PFC工作原理

    無橋PFC是一種高效拓撲結(jié)構(gòu)，其特點是沒有二極管橋式整流器,，并且在任何工作間隔期間僅在電流導通路徑中兩個半導體才導通^[3],。無橋PFC升壓轉(zhuǎn)換器的基本方案如圖2所示。升壓電感直接連接到輸入交流電源側(cè),，另一端連接到功率MOSFET的漏極和快速開關二極管的陽極,。兩個二極管的陰極連接到輸出濾波電容，然后并聯(lián)連接到負載電阻,。但是,，由于交流側(cè)與電感直接相連，對于高頻信號而言,，電感相當于開路,，這將導致變換器的輸出電壓與輸入電壓不共地，輸出電壓將會處在懸浮狀態(tài),，電磁干擾嚴重,，因此,，該電路的實用性并不高,。

    而二極管式無橋PFC變換器是無橋PFC改進型拓撲結(jié)構(gòu),，其特征在于增加了兩個二極管D3和D4，如圖3所示,。這些二極管的目的是保持負相連接到PFC接地,，從而解決了無橋PFC拓撲的EMI濾波問題。本文設計采用的是二極管式無橋PFC結(jié)構(gòu),，以下分析二極管式無橋PFC變換器設計內(nèi)容,。

    為了簡化分析，假設所有器件都工作在理想條件下,，不計電路中寄生參數(shù)的影響,，PFC工作在DCM模式下，在一個開關周期過程中認為輸入交流電壓保持不變,。

    在一個工頻周期內(nèi),，根據(jù)開關管的開通關斷狀態(tài)，雙二極管式無橋PFC變換器可以分為四個工作模態(tài)^[4],，如圖3所示,。

    模態(tài)1：在交流電壓的正半周期，MOSFET S1開通,，S2關斷,。電流從輸入端出發(fā)，流經(jīng)電感L1及開關管S1,，之后一部分電流經(jīng)MOSFET S1的體二極管及L2返回輸入端,，另一部分電流經(jīng)二極管D4返回輸入端。

    模態(tài)2：在交流電壓的正半周期,，MOSFET S1關斷,，S2關斷。電流從輸入端出發(fā),，流經(jīng)電感L1,、二極管D1、負載及電容,，之后一部分電流經(jīng)MOSFET S2的體二極管及L2返回輸入端,，另一部分電流經(jīng)二極管D4返回輸入端。

    模態(tài)3：在交流電壓的負半周期,，MOSFET S1關斷,，S2開通。電流從輸入端出發(fā),，流經(jīng)電感L2及MOSFET S2,，之后一部分電流經(jīng)MOSFET S1的體二極管及L1返回輸入端,，另一部分電流經(jīng)二極管D3返回輸入端。

    模態(tài)4：在交流電壓的負半周期,，MOSFET S1關斷,，S2關斷。電流從輸入端出發(fā),，流經(jīng)電感L2,、二極管D2、負載及電容,，之后一部分電流經(jīng)MOSFET S1的體二極管及L1返回輸入端,，另一部分電流經(jīng)二極管D3返回輸入端。

    通過以上分析可以看出,，在電路的工作過程中,，電流的導通路徑上只有兩個半導體器件參與工作，因此其通態(tài)損耗較小,、效率較高,，且由于二極管D3和D4使輸出端與輸入端建立了聯(lián)系，使得電路的共模干擾較小,。但是,，在前面的分析中，都是假設在正半周期和負半周期期間,，兩個MOSFET中只有一個在動作而另一個保持恒定,。除了上面提到的一個假設之外，實際上還有兩個額外的控制方式^[5],。

    第一種控制方式是,，在正半周期期間，輸入電壓S2接通和斷開,，而S1保持接通,。在電壓的負半周期期間，S1接通和斷開,，而S2保持接通,。該控制策略允許返回電流流過MOSFET的溝道而不是流過體二極管，因此可以提高效率,。

    第二種控制方式是,，兩個MOSFET同步控制，相同的PWM信號施加到兩個MOSFET柵極,。同樣,，在返回階段電流流過MOSFET時，其好處是功耗更低。此外,，兩個MOSFET只能使用一個驅(qū)動器驅(qū)動,。

    綜上分析，本文采用的是具有同步控制的雙二極管式無橋PFC,。

2.2 二極管式無橋PFC設計

    本文二極管式無橋PFC設計在DCM模式下的主要規(guī)格如表1所示,。

    變換器的參數(shù)應該根據(jù)電路工作于最低輸入電壓時的情況下進行設計，當輸入電壓最低時輸入電流最大,。

2.2.1 輸入電流的最大有效值

    考慮到最小輸入電壓和所需的最低轉(zhuǎn)換效率,，可以計算出輸入電流的最大有效值為：

2.2.2 升壓電感值

    選擇兩個升壓電感值，使其在輸入電壓變化范圍和負載變化范圍內(nèi),，升壓電感處于DCM模式下。選擇公式如下：

2.2.3 功率MOSFET選擇

    功率半導體的選擇是滿足應用效率要求的基礎,。在升壓PFC中,，當開關導通時，電流等于電感電流,。式(4)中計算的峰值電流也是開關的峰值電流,。當開關關閉時，漏極-源極電壓是輸出電壓,。因此,，選擇MOSFET的額定電壓要大于輸出電壓，額定電流要大于最大電感電流,。由于在DCM中工作的升壓PFC主要受傳導損耗的影響,，因此使用具有低漏極-源極電阻的功率MOSFET非常重要，以確保高效率,。器件值的輸出電壓根據(jù)式(5)選擇：

    為滿足設計要求,，選擇IPA60R180P7S N溝道功率MOSFET用作M1和M2。該器件的最小擊穿電壓為650 V,，25 ℃時最大導通電阻為180 mΩ,。總柵極電荷為25 nC,。

2.2.4 整流二極管選擇

    整流二極管電流計算為：

    兩個BYV29X-600二極管,，其特點是峰值電壓為600 V，平均正向電流為9 A,，用作整流二極管,。在T=150 ℃時，8 A的正向壓降約為0.9 V,。

2.2.5 輸出電容選擇

    選擇輸出電容值,，將輸出電壓紋波限制為標稱輸出電壓的1％。可根據(jù)式(7)來定義輸出電容值：

    其中ω是電源角頻率,，ΔV₀是輸出電壓紋波,。4個450 V的100 μF電解電容已并聯(lián)連接在PFC輸出上。

2.2.6 電流檢測

    流過每個電源開關的電流通過CT檢測,。它們位于電感和MOSFET之間,。由于這種放置，控制算法只能使用電感電流的上升部分,。始終在柵極控制PWM的中點對電流信號進行采樣,。然后，可以對電流樣本進行數(shù)字校正,，以便計算平均電感器電流,。實際上，與CCM情況相反,，當PFC處于DCM中時,，在MOSFET三角形電流波形的中點處感測到的電流不再等于電感器平均電流。

    CT必須承受式(4)中計算的峰值電流,。所選的電流檢測變壓器是Murata的53040C,。其特征在于磁化匝數(shù)比為40。

2.3 PFC控制策略

    本文PFC控制策略采用的是在非連續(xù)導電模式下的PFC數(shù)字平均電流法^[6-7],。圖4給出了數(shù)字平均電流法APFC的原理圖,，其工作原理是PFC主電路的輸出電壓經(jīng)采樣電路采樣傳遞到微控制器進行AD轉(zhuǎn)換之后，與參考基準電壓V_ref相比較,，然后經(jīng)過電壓控制環(huán)的處理,，得到電壓環(huán)控制信號V_e，V_e與主電路整流輸入電壓V_im的采樣值相乘,。乘法器的輸出作為電流控制環(huán)節(jié)的基準信號I_ref,，通過調(diào)節(jié)電流基準信號的平均幅值，使得輸出電壓保持恒定,。PFC電路MOS反饋電流經(jīng)過電流采樣電路傳遞到微控制器進行AD轉(zhuǎn)換之后,，與基準信號比較后輸入電流控制環(huán)節(jié)，得到的輸出是占空比電壓信號V_e,，V_e通過微控制器定時器產(chǎn)生PWM驅(qū)動信號來控制開關管的通斷,。因為控制信號是占空比周期性變化的信號，所以得到的輸入電流波形上跟隨輸入電壓整流后的信號波形,，當開關頻率比輸入電壓頻率高得多時,，輸入電流具有與輸入電壓基本相同的波形形狀。從輸入端看起來,，整個負載好像呈純阻性,，功率因數(shù)接近于1。

3 半橋LLC諧振變換器設計

3.1 LLC轉(zhuǎn)換器概述

    DC-DC變換器的目的是將無橋PFC輸出電壓降至48 V，而DC/DC變換器拓撲結(jié)構(gòu)采用的是LLC半橋拓撲,。如圖5所示,，LLC轉(zhuǎn)換器的功率級由輸入和輸出電容器C2和C3，MOSFET M3,、M4,，變壓器T1和諧振電容器C_r組成。圖5中描繪的諧振電感器L_r和磁化電感器L_m分別為獨立的高頻變壓器,。輸出整流級采用兩個整流二極管,，實現(xiàn)零點電流導通。LLC拓撲的主要優(yōu)點是^[8]：

    (1)在初級側(cè)開關管導通時,，實現(xiàn)零電壓導通,。

    (2)在次級側(cè)開關管關斷時，實現(xiàn)零電流導通,。

    (3)非常好的負載調(diào)節(jié),。

    主要缺點是對輸入電壓變化具有高靈敏度，這需要一些設計權(quán)衡以在寬輸入電壓范圍內(nèi)優(yōu)化電路,。表2中報告了用于該設計的規(guī)范。

3.2 LLC諧振變換器設計

    設計步驟如下^[9-10]：

    LLC轉(zhuǎn)換器諧振回路的電壓增益可以表示為式(8),。

    (1)變壓器匝數(shù)比：

    假設在標準輸入電壓下的所需的電壓增益為一,，則計算得出：

    (3)計算等效負載電阻：

    由于在396 V DC(選定輸出PFC電壓)的輸入電壓下完成效率優(yōu)化過程，所選值與計算不同,，經(jīng)過反復迭代,。得諧振回路的值是：C_r=15 nF，L_r=117 μH,，L_m=600 μH,。

    變壓器設計用于兩個獨立的電感L_r和磁化電感L_m。諧振電容通過一個15 nF,，1 kV聚丙烯電容器的串聯(lián)在諧振腔,。利用上面計算的值，得到的諧振回路增益如圖6所示,。

    滿載和396 V DC輸入電壓下的工作頻率為120 kHz,。滿載和最小輸入電壓下的最小工作頻率為94 kHz。無負載和最大輸入電壓時的最大工作頻率為164 kHz,。

3.3 半橋MOSFET選擇

    LLC轉(zhuǎn)換器初級側(cè)使用的功率MOSFET在100 ℃的外殼溫度下具有600 V的擊穿電壓和6.9 A的漏極電流,。根據(jù)這個提前，該半橋MOSFET型號為IPA60R450PE6,。其特點是根據(jù)超級結(jié)(SJ)原理設計,。這確保了極低的導通電阻和最佳的開關性能，使其成為這種應用的理想選擇。

3.4 LLC控制策略

    LLC諧振電路通過STM32系列的32位微控制器產(chǎn)生MOSFET信號,，以確保精準的輸出電壓調(diào)節(jié),。控制方案如圖7所示,。

    LLC控制采用的是基于PI調(diào)節(jié)器的簡單電壓控制回路,，LLC轉(zhuǎn)換器輸出電壓通過電壓采樣電路采樣傳遞到微控制器進行AD轉(zhuǎn)換之后，與參考電壓V_ref相比較,，然后經(jīng)過電壓控制環(huán)的處理,，得到電壓環(huán)控制信號V_e，V_e通過微控制器定時器產(chǎn)生兩路PWM驅(qū)動信號來控制LLC諧振電路兩個開關管的通斷,。

    STM32F334微控制器具有高分辨率定時器(HRTIM)外設,，可產(chǎn)生驅(qū)動信號模式，以控制初級LLC半橋MOSFET,。HRTIM專門用于數(shù)字電源轉(zhuǎn)換系統(tǒng),。它采用模塊化架構(gòu)，可以產(chǎn)生多達十個數(shù)字信號,，具有獨立或耦合波形,。

    同時，HRTIM具有定時測量功能以及與內(nèi)置ADC和DAC轉(zhuǎn)換器的鏈接,。它具有輕載管理模式,，能夠處理各種故障方案，以實現(xiàn)安全關機,。 

4 系統(tǒng)軟件設計

    本軟件設計采用PID控制法,，即通過采樣輸出電壓與期望輸出電壓比較產(chǎn)生誤差信號，將誤差輸入PID算法計算出所需占空比,，通過改變占空比來達到穩(wěn)壓輸出的目的,。

    系統(tǒng)的程序主要分為兩個部分：主程序和子程序。主程序主要包括 Main函數(shù),、ADC中斷,、PID控制子程序。主程序完成ADC,、PWM,、HRTIM、PID等模塊的初始化,，等待ADC中斷到來,，檢測到中斷信號就執(zhí)行相應流程。程序流程圖如圖8所示,。

5 測試總結(jié)

    使用數(shù)字示波器,、臺式萬用表,、電流鉗、數(shù)字功率計等電子設備對其電子特性進行測量,選用一臺200 W的工業(yè)路燈作為電源負載,。在電流恒定在4.2 A,，電壓30 V～48 V條件下，輸出電壓的效率曲線如圖9所示,。

    可以看出該電源在負載電流恒定情況下,，輸出電壓越高所得到的效率越高，但效率的斜率上升緩慢,，達到某一點趨于穩(wěn)定,。輸出電壓48 V時，效率可達到93%,。體現(xiàn)出采用所設計的LLC諧振變換器具有工作頻率范圍窄,，全輸入范圍內(nèi)效率高等優(yōu)點。

6 結(jié)論

    通過系統(tǒng)測試,，數(shù)字電源輸入電壓為220 V,，而輸出電壓范圍為30 V～48 V，最終可以實現(xiàn)輸出電流穩(wěn)定以及輸出電壓可調(diào)等功能,，功率達200 W,。并且數(shù)字電源具備輸入欠保護、如壓,、過壓保護,、輸出過壓、過流保護等保護功能,，符合設計要求。

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作者信息:

饒  剛,，王  威

(武漢科技大學 機械自動化學院,，湖北 武漢430081)