0 引言

    超外差接收機(jī)由于其高頻率分辨率,、高接收靈敏度、大接收動(dòng)態(tài)范圍和中頻信號(hào)幅度相位失真小等優(yōu)點(diǎn)廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代通信和雷達(dá)偵測(cè)設(shè)備中,。寬帶超外差接收機(jī)采用寬帶變頻本振,，將接收的射頻信號(hào)通過兩次或多次混頻變換到固定的中頻信號(hào)，再實(shí)現(xiàn)信號(hào)的分析和處理^[1],。整個(gè)接收電路中寬帶本振信號(hào)是超外差接收機(jī)的核心部件之一,，本振信號(hào)的相位噪聲和雜散干擾將通過混頻器的頻率非線性變換疊加到中頻信號(hào)上，使接收信號(hào)相位產(chǎn)生畸變,，對(duì)于利用了接收信號(hào)相位信息進(jìn)行信號(hào)目標(biāo)特征參數(shù)的信號(hào)處理和系統(tǒng)指標(biāo),，相位噪聲的惡化將產(chǎn)生重大影響。如PSK^[2],、GMSK^[3],、QAM^[4]信號(hào)的解調(diào)誤碼率，將隨信號(hào)相位噪聲的惡化而增加,；頻率分辨率,、測(cè)距和測(cè)速、時(shí)差定位等系統(tǒng)性能^[5-6]也將降低,。此外本振的相位噪聲還會(huì)影響接收機(jī)輸出端的最小可檢測(cè)信噪比SNR^[7],，惡化接收機(jī)的噪聲系數(shù)，影響系統(tǒng)接收靈敏度,。

    本文首先介紹了相位噪聲基本理論,，對(duì)接收鏈路和本振電路相位噪聲進(jìn)行了分析,，根據(jù)不同相位噪聲對(duì)變頻噪聲系數(shù)的影響，分析了本振相位噪聲對(duì)接收噪聲系數(shù)的影響機(jī)理,。根據(jù)噪聲系數(shù)級(jí)聯(lián)仿真,，得出寬帶接收機(jī)適應(yīng)不同寬帶本振源相位噪聲的設(shè)計(jì)要求，并根據(jù)結(jié)論要求設(shè)計(jì)了一種通用的0.2 GHz～12 GHz的超外差寬帶接收機(jī),，驗(yàn)證了接收信道對(duì)在60 kHz處相位噪聲相差30 dB的兩種寬帶本振信號(hào),，鏈路噪聲系數(shù)對(duì)本振惡化的適應(yīng)能力。

1 相位噪聲基本理論

1.1 相位噪聲含義

    越來越多的文獻(xiàn)證明^[8],，一個(gè)瞬態(tài)頻率源利用貝塞爾函數(shù)和三角函數(shù),，最終可以表達(dá)為：

    式(1)表明，信號(hào)由載頻w0和載頻調(diào)制分量組成,，每個(gè)分量的大小取決于調(diào)制幅度指數(shù)θ_m對(duì)應(yīng)的貝塞爾函數(shù)的值,。調(diào)制正弦信號(hào)功率譜如圖1所示。

    因此,，將相位噪聲在頻域的單邊帶相位噪聲L(f)定義為：頻率偏離載波信號(hào)f_o處,，單個(gè)單邊噪聲邊帶1 Hz帶寬上的功率譜密度的實(shí)測(cè)值與信號(hào)的總功率之比，因此單邊帶相位噪聲L(f)可以表達(dá)為式(3),，相位噪聲功率譜如圖2所示,。

1.2 振蕩器相位噪聲

    振蕩器是現(xiàn)代射頻和微波電子系統(tǒng)必不可少的組成部分，是產(chǎn)生信號(hào)頻率的基礎(chǔ)單元,，晶體振蕩器的頻率較低,，一般在100 MHz以下，壓控振蕩器頻率覆蓋范圍可以從幾十兆赫茲到十幾吉赫茲,?；谡袷幤髟陔娮釉O(shè)備中的重要性，許多學(xué)者建立了精確的模型^[9]對(duì)其相位噪聲進(jìn)行分析,?；诰€性反饋系統(tǒng)的線性時(shí)不變相位噪聲模型^[10]，模型直接與振蕩器電氣參數(shù)相連接,，被認(rèn)為是最為直觀的一種相位噪聲模型,；線性時(shí)變模型^[11]，基于振蕩電路中的電壓與電流的周期變化,，用沖擊敏感函數(shù)描述不同時(shí)刻的脈沖電流噪聲對(duì)相位抖動(dòng)的貢獻(xiàn),；非線性時(shí)變模型^[12]采用Floquet理論，將相位噪聲視作相位偏移對(duì)周期穩(wěn)態(tài)解的調(diào)制,，用冪指數(shù)描述1/f,，1/f³噪聲，適用于仿真模型,；而非線性數(shù)值解析模型^[13]則在非線性時(shí)變模型的基礎(chǔ)上,，引入時(shí)間變量的抖動(dòng),，把相位噪聲視作是抖動(dòng)的相位(線性抖動(dòng)和非線性抖動(dòng))對(duì)電路穩(wěn)態(tài)周期的相位調(diào)制，通過譜密度函數(shù)和自相關(guān)函數(shù)的推導(dǎo),，得到振蕩器比較精確的相位噪聲模型,。式(4)是線性時(shí)不變模型的計(jì)算公式，其中F是器件噪聲系數(shù),，k是波爾茲曼常數(shù),，T為絕對(duì)溫度，P_S是諧振電路的功耗,，Δw為頻率偏移量,，Δw_1/f為1/f³和1/f²的轉(zhuǎn)變點(diǎn)頻率，線性時(shí)不變模型的示意圖如圖3所示,。

2 寬帶接收機(jī)相位噪聲分析

    接收機(jī)主要將天線射頻信號(hào)變換到適合A/D轉(zhuǎn)換器處理的信號(hào)頻率和電平范圍，是整個(gè)軟件無線電的重要組成部分,。寬帶超外差接收機(jī)電路原理圖如圖4所示,，射頻前端主要由限幅器、濾波器,、放大器,、混頻器和本振等電路構(gòu)成，數(shù)字中頻端由AD和數(shù)字信號(hào)處理組成,。限幅器,、濾波器衰減器等無源線性器件在線性工作區(qū)內(nèi)不產(chǎn)生新的頻率分量，對(duì)信號(hào)相位噪聲的影響非常小,。放大器,、分頻器和倍頻器等器件因半導(dǎo)體特性，會(huì)對(duì)輸入射頻信號(hào)相位噪聲產(chǎn)生20lgndB的惡化(放大器看成是系數(shù)為1的倍頻器),。而接收機(jī)中的本振信號(hào)由振蕩電路產(chǎn)生,，通過混頻器與射頻信號(hào)生成新的中頻信號(hào)，由于寬帶接收機(jī)的寬帶本振信號(hào)與射頻信號(hào)由各自的振蕩電路產(chǎn)生,，信號(hào)相位無相關(guān)性,，是整個(gè)寬帶接收信道中引入新相位噪聲的最主要來源。

2.1 本振信號(hào)相位噪聲分析

    常用的本振信號(hào)采用鎖相環(huán)電路實(shí)現(xiàn),，主要由壓控振蕩器(VCO),、鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器和分頻器等構(gòu)成,，常用的原理框圖如圖5所示,。

    根據(jù)以上公式，鎖相環(huán)環(huán)路帶寬之內(nèi)的相位噪聲主要受參考信號(hào)相位噪聲,、鑒相器鑒基底噪聲以及鎖相倍頻分頻器的惡化影響,，環(huán)路帶寬之外的相位噪聲主要是由VCO和環(huán)路濾波器引入的,。通常寬帶的鎖相環(huán)電路，其環(huán)路帶寬一般設(shè)置為幾十千赫茲,，因此寬帶本振的遠(yuǎn)端相位噪聲主要由VCO相位和環(huán)路濾波器遠(yuǎn)端抑制決定,。

2.2 混頻器的相位噪聲

    對(duì)混頻器輸出端中頻信號(hào)進(jìn)行分析常采用伏安法，輸出端中頻電流信號(hào)可以表示為：

    式(8)中混頻器后輸出中頻和差項(xiàng)(w_s+w_p)t和(w_s-w_p)t,，由于本振信號(hào)與射頻信號(hào)由不同的振蕩電路產(chǎn)生,，信號(hào)相位無相關(guān)性，為相對(duì)獨(dú)立的隨機(jī)過程,，根據(jù)平穩(wěn)過程的互相關(guān)函數(shù)與功率譜密度之間的關(guān)系^[14]：

    因此輸出中頻的相位噪聲譜密度為射頻信號(hào)相位噪聲功率譜密度和本振噪聲功率譜密度之和,。以Hittite公司MY88C混頻為例，其P_-1約為5 dBm,，采用Aglient8267D信號(hào)源輸出RF：2.8 GHz/0 dBm信號(hào),，寬帶鎖相電路(寬帶本振1)輸出LO：10.43 GHz/10 dBm信號(hào)，混頻得到IF：7.63 GHz信號(hào),，從AglientN9020B相位噪聲分析頻譜上測(cè)出,，中頻信號(hào)相位噪聲與10.43 GHz本振信號(hào)的相位噪聲基本一致，在偏離載波60 kHz處,，LO信號(hào)的相位噪聲為-72.9 dBc/Hz,，IF信號(hào)的相位噪聲為-71.9 dBc/Hz，測(cè)試結(jié)果如圖6所示,。

3 接收機(jī)噪聲系數(shù)分析

3.1 噪聲系數(shù)定義

    接收機(jī)噪聲系數(shù)定義為網(wǎng)絡(luò)輸入端信號(hào)噪聲功率比與網(wǎng)絡(luò)輸出端信號(hào)噪聲功率比的比值,，它清楚地表明由于網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的噪聲，使網(wǎng)絡(luò)輸入端信噪功率比經(jīng)過該網(wǎng)絡(luò)后信噪比惡化的倍數(shù),，其數(shù)學(xué)公式表示為：

    網(wǎng)絡(luò)輸出端的額定噪聲功率N_p由N_iG_a和網(wǎng)絡(luò)內(nèi)部噪聲ΔN組成^[15],，B_n表示等效噪聲帶寬。對(duì)于寬帶的超外差接收機(jī)電路,，混頻的存在會(huì)引入本振的相位噪聲疊加到中頻信號(hào)中,，因此可以認(rèn)為資用噪聲功率ΔN近似為本振信號(hào)相位噪聲功率密度在等效噪聲帶寬內(nèi)的噪聲功率積分。網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)輸出終端噪聲公式如式(11)所示,，鏈路前級(jí)器件的噪聲和增益對(duì)系統(tǒng)的噪聲有著主要影響,。

3.2 寬帶接收機(jī)前端增益與變頻噪聲對(duì)接收鏈路噪聲系數(shù)的影響

    大動(dòng)態(tài)寬帶接收系統(tǒng)中，考慮器件的寬帶性能,，低噪聲放大器的P_-1約為10 dBm左右,，寬帶混頻器的P_-1約為5 dBm左右。根據(jù)噪聲系數(shù)級(jí)聯(lián)計(jì)算式(11),，當(dāng)混頻前端增益大到一定的情況下,，變頻部分的噪聲系數(shù)波動(dòng)對(duì)接收系統(tǒng)噪聲系數(shù)的影響可忽略，但前端增益過大，又會(huì)導(dǎo)致在大信號(hào)下混頻器和放大器飽和,，因此接收系統(tǒng)增益分配需著重考慮大信號(hào)時(shí)混頻器和末級(jí)放大器的動(dòng)態(tài)要求,，合理地分配各級(jí)增益。

    利用仿真軟件CASCADE,，表1中分析了射頻前端(混頻之前電路)增益與混頻器變頻噪聲對(duì)級(jí)聯(lián)鏈路噪聲系數(shù)的影響,。從表中可以看出：當(dāng)變頻噪聲為10 dB時(shí)，前端增益需要大于25 dB才可忽略變頻噪聲對(duì)鏈路噪聲系數(shù)的影響,；當(dāng)變頻噪聲大于15 dB時(shí),，前端增益需要大于30 dB才可忽略變頻噪聲對(duì)鏈路噪聲系數(shù)的影響。同時(shí)噪聲系數(shù)越小的接收系統(tǒng),，在增益一定的情況下,，鏈路噪聲對(duì)后端變頻噪聲變化越敏感，當(dāng)前端噪聲為2 dB,，增益為15 dB時(shí),，隨著變頻噪聲的惡化，鏈路噪聲將惡化近1倍,，因此對(duì)于高靈敏度的接收系統(tǒng),，設(shè)計(jì)時(shí)必須要考慮本振相位噪聲對(duì)系統(tǒng)噪聲系數(shù)的影響。

4 相位噪聲對(duì)變頻噪聲系數(shù)的影響

    根據(jù)混頻器相位噪聲分析,，本振相位噪聲經(jīng)過混頻之后會(huì)疊加在射頻信號(hào)相位噪聲中變?yōu)橹蓄l噪聲，如圖7中交叉部分,。由于本振功率相比于射頻信號(hào)功率要大得多,，因此可以近似認(rèn)為中頻信號(hào)的相位噪聲功率主要由本振信號(hào)的相位噪聲決定。當(dāng)接收系統(tǒng)存在多次變頻時(shí),，本振信號(hào)一般由同一個(gè)參考源產(chǎn)生,，當(dāng)多次變頻的本振相位噪聲接近時(shí)，最終輸出的中頻信號(hào)相位噪聲可以近似為：一本振相位噪聲功率+(N-1)×3 dB,，N代表變頻次數(shù),。寬帶接收機(jī)一本振通常為寬帶信號(hào)，受VCO,、鑒相器,、倍頻數(shù)和濾波器的寬帶電路特性和體積影響，其相位噪聲通常比窄帶本振惡化10～20 dB左右,，因此中頻信號(hào)相位噪聲基本由寬帶一本振的相位噪聲決定,，系統(tǒng)噪聲系數(shù)也主要考慮一本振相位噪聲影響。

    選擇HSPK010D混頻器,，RF：7.63 GHz/0 dBm,，由Aglient8267D信號(hào)源輸出，LO：10.43 GHz/10 dBm，IF：2.8 GHz,，本振信號(hào)由三種不同的本振電路產(chǎn)生(寬帶本振1,，寬帶本振2和E8267D信號(hào)源)，其相位噪聲如圖8(a)所示,，采用AglientN8752B噪聲分析儀進(jìn)行噪聲系數(shù)測(cè)試,，噪聲功率積分帶寬設(shè)置為4 MHz，測(cè)試結(jié)果如圖8(b)所示,。

    從圖8(b)中可以看出,，三種本振信號(hào)混頻器變頻損耗均為5.6 dB，但噪聲系數(shù)卻不一樣,，使用本振1時(shí)變頻噪聲系數(shù)為7.2 dB,，使用本振2時(shí)為11.7 dB，使用信號(hào)源時(shí)為6.4 dB,。三者的相位噪聲如圖8(a)所示,，在偏離載波60 kHz處本振1的相位噪聲為-71.9 dBc/Hz，本振2為-102.7 dBc/Hz,，信號(hào)源為-108.3 dBc/Hz,；在偏離載波500 kHz處本振1的相位噪聲為-105.2 dBc/Hz，本振2為-103.5 dBc/Hz,，信號(hào)源為-111.3 dBc/Hz,；在1 MHz處本振1的相位噪聲為-111.9 dBc/Hz，本振2為-105 dBc/Hz,，信號(hào)源為-114.3 dBc/Hz,。本振1和信號(hào)源的變頻噪聲相差1.1 dB，但在500 kHz內(nèi)的相位噪聲最大相差30 dB,，因此本振相位噪聲在500 kHz內(nèi)的惡化對(duì)變頻噪聲基本無影響,。對(duì)以上三種信號(hào)，當(dāng)載波功率為7 dBm時(shí),，在4M帶寬內(nèi)測(cè)試其功率密度,，頻譜儀RBW設(shè)置為30 kHz，測(cè)試結(jié)果如圖9所示,，在偏離載波500 kHz處ΔMkr1信號(hào)源的噪聲電平抑制為80.1 dB,；ΔMkr2本振2的噪聲電平抑制為59.8 dB；ΔMkr3本振1的噪聲電平抑制為61.8 dB,。雖然本振1比本振2在100 kHz內(nèi)的相位噪聲差20 dB,，但在500 kHz外卻逐漸優(yōu)于本振2，測(cè)試結(jié)果顯示本振2在4 MHz帶內(nèi)的信噪比最差,，因此其變頻噪聲也最大,。

    如果接收信道在混頻器之前的電路增益不是很高，根據(jù)表1的分析，此時(shí)本振遠(yuǎn)端的相位噪聲對(duì)輸出信噪比的影響就不可忽略,，對(duì)鏈路噪聲會(huì)引入翻倍的惡化,，若本振此處有較高的雜散頻譜，對(duì)噪聲系數(shù)的影響將更為嚴(yán)重,。

5 寬帶本振相位噪聲對(duì)接收機(jī)噪聲系數(shù)的影響

5.1 一種超寬帶超外差接收機(jī)設(shè)計(jì)

    一種通用的0.2 GHz～12 GHz超寬帶大動(dòng)態(tài)高靈敏度的接收機(jī)接收信道和本振合成原理框圖如圖10所示,。綜合考慮接收機(jī)超寬帶、90 dB大動(dòng)態(tài)和5 dB低噪聲指標(biāo),，接收信道一混前電路主要有分段預(yù)選濾波組,、LNA和擴(kuò)展動(dòng)態(tài)衰減器，分段預(yù)選濾波器由兩級(jí)相同的濾波器組成,，第一級(jí)預(yù)選器確保外界干擾信號(hào)不影響低噪放的線性度,，低噪放后面再加一級(jí)濾波器和衰減器，確保一混頻器的線性度和避免放大器諧波組合干擾混頻,。接收機(jī)的前端噪聲系數(shù)則由頻段選擇開關(guān)和預(yù)選器的插損大小以及LNA的噪聲決定,，根據(jù)表1的分析，混頻器變頻損耗小于10 dB時(shí),，為了避免后端混頻本振相位噪聲引起接收機(jī)噪聲系數(shù)惡化,，一混之前的電路增益需大于25 dB，考慮到全頻段內(nèi)全溫工作范圍,，常溫下LNA的增益最小為35 dB,，噪聲系數(shù)小于1.5 dB，算上開關(guān)濾波損耗,，一混前電路增益設(shè)計(jì)為27 dB,。一中選用高低兩種中頻以兼顧寬帶一本振合成的工程實(shí)現(xiàn)難度，將0.2 GHz～6.4 GHz混頻到高一中8.2±100 GHz,，將6.4 GHz～12 GHz混頻到低一中3.6±100 GHz,；二中選擇375 MHz輸出,，二本振則為兩個(gè)固定的高低點(diǎn)頻7.825 GHz和4.775 GHz,，通過合適的頻率流程，寬帶一本振和二本振可以采用相同的鑒相器和VCO實(shí)現(xiàn),；三中則為140 MHz或者70 MHz低中頻,，滿足不同用戶需求。

    寬帶一本振采用單環(huán)PLL實(shí)現(xiàn),，輸入頻率50 MHz,，VCO輸出頻率4 GHz～8 GHz，鑒相頻率根據(jù)反饋環(huán)路上分頻器和頻率步進(jìn)決定,。VCO輸出信號(hào)經(jīng)過匹配放大后,，再通過帶通濾波器濾除諧波輸出，進(jìn)行二倍頻放大濾波輸出8.4 GHz～14.6 GHz信號(hào)。二本振采用與一本振相同的鎖相環(huán)路直接經(jīng)過衰減放大后濾波輸出,。三本振采用單環(huán)PLL作為DDS時(shí)鐘信號(hào)頻率,，DDS 輸出實(shí)現(xiàn)1 kHz步進(jìn)的信號(hào)經(jīng)過帶通濾波放大后輸出。

    一本振PLL鑒相頻率為1.25 MHz,，總分頻比N=6 720～12 480(已考慮環(huán)路外二倍頻),，環(huán)路帶寬設(shè)計(jì)為60 kHz，相位裕量50°,。鑒相器根據(jù)不同的平臺(tái)質(zhì)量等級(jí)及國(guó)產(chǎn)化要求,，以某星載平臺(tái)要求，選擇國(guó)產(chǎn)SF9702MQRH鑒相器,，根據(jù)實(shí)測(cè)值其相噪基底為：-209 dBc/Hz@1 kHz,，-215 dBc/Hz@10 kHz。當(dāng)輸出10.43 GHz時(shí)環(huán)路帶內(nèi)(1 kHz,、10 kHz)相噪根據(jù)式(5),、式(6)工程簡(jiǎn)化后(忽略環(huán)路濾波器和VCO影響)計(jì)算如下：@1kHz： -209+10log(1.25 MHz)+20log8834=-69 dBc/Hz；@10 kHz：-215+10log(1.25 MHz)+20log8834=-75 dBc/Hz,。100 kHz在環(huán)路帶寬外,，VCO相噪為-90 dBc/Hz@100 kHz，因VCO相噪優(yōu)于環(huán)路基底,，實(shí)際測(cè)試約為-84 dBc/Hz,，經(jīng)過二倍頻后惡化6 dB，因此實(shí)際輸出約為-78 dBc/Hz@100 kHz,，以上計(jì)算結(jié)果與圖8(a)寬帶本振1在10 kHz和100 kHz實(shí)際測(cè)試結(jié)果基本一致,。

5.2 本振相位噪聲對(duì)寬帶接收機(jī)噪聲系數(shù)的影響

    將圖8(a)中的本振1和本振2分別作為圖10(a)中寬帶接收信道的一本振，分別測(cè)試其寬帶中頻375 MHz輸出鏈路的噪聲系數(shù),，其鏈路噪聲系數(shù)仿真結(jié)果如表2所示(開關(guān),、濾波、放大器插損增益為典型值,，混頻器變頻損耗和變頻噪聲系數(shù)為圖8(b)測(cè)試值),，接收機(jī)增益設(shè)計(jì)典型值為48 dB，兩種本振源下接收信道噪聲系數(shù)仿真為4.2 dB和4.4 dB,，實(shí)際測(cè)試結(jié)果如圖11所示,，因接收前端開關(guān)和濾波器插損值稍好于設(shè)計(jì)典型值，實(shí)際測(cè)試結(jié)果比仿真結(jié)果整體好0.2 dB,，接收信道在兩種不同的寬帶一本振源下,，噪聲系數(shù)測(cè)試相差0.2 dB，與仿真結(jié)果一致,。

6 結(jié)論

    本文根據(jù)相位噪聲和噪聲系數(shù)的定義,，對(duì)振蕩器相位噪聲和接收機(jī)相位噪聲進(jìn)行了詳細(xì)分析,，得出寬帶混頻的相位噪聲基本由寬帶一本振的相位噪聲決定，并且本振在近端500 kHz內(nèi)的相位噪聲惡化對(duì)變頻噪聲系數(shù)基本無影響,，但遠(yuǎn)端1 MHz以外的噪聲對(duì)變頻噪聲卻有著重要影響,。本文還根據(jù)噪聲系數(shù)級(jí)聯(lián)公式，計(jì)算了寬帶接收機(jī)前端增益與變頻噪聲對(duì)級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)的影響,，給出了高靈敏度的接收機(jī)前端,，為了避免寬帶本振的相位噪聲引起鏈路噪聲系數(shù)的惡化，在混頻之前電路前端的增益需要大于30 dB的結(jié)論,，對(duì)系統(tǒng)噪聲系數(shù)設(shè)計(jì)具有重要指導(dǎo)意義,。設(shè)計(jì)的一種通用的0.2 GHz～12 GHz超寬帶大動(dòng)態(tài)高靈敏度接收機(jī)，對(duì)兩種近端60 kHz處相位噪聲相差30 dB,，1 M處相位噪聲相差10 dB的寬帶本振1和寬帶本振2,，其噪聲系數(shù)影響測(cè)試結(jié)果只有0.2 dB，此接收信道配合不同的本振模塊已經(jīng)廣泛應(yīng)用于星載,、航空,、艦載和地面平臺(tái)，噪聲性能穩(wěn)定,，指標(biāo)良好,。

參考文獻(xiàn)

[1] 李世界，陳章友,，張?zhí)m,，等.多通道雙頻高頻雷達(dá)接收機(jī)模擬前端的設(shè)計(jì)[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2018,，44(2)：31-35.

[2] 張金貴,，許星辰.相位噪聲對(duì)8PSK衛(wèi)星通信鏈路的影響[J].無線電通信技術(shù)， 2014,，40(4)：15-17.

[3] 周玉冰,，屈晟陽(yáng).本振相位噪聲及其對(duì)GMSK解調(diào)性能的影響[J].測(cè)控技術(shù)，2015,，34(2)：62-65.

[4] 楊國(guó)翔,，QAM系統(tǒng)中抑制相位噪聲算法的研究[D].西安：西安電子科技大學(xué)，2014.

[5] 鐘森,，夏威,，何子述.相位噪聲對(duì)時(shí)差估計(jì)的影響分析[J].電子與信息學(xué)報(bào),，2014,，36(11)：2614-2620.

[6] 楊俊，許強(qiáng).頻率源的相位噪聲對(duì)雷達(dá)系統(tǒng)性能的影響[J].艦船電子對(duì)抗,，2016,，39(1)：58-61.

[7] 任全會(huì),，陳享成.低信噪比下相干信號(hào)DOA估計(jì)算法研究[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2018,，44(11)：53-56.

[8] 張向峰.相位噪聲測(cè)試系統(tǒng)中的數(shù)字信號(hào)處理方法研究[D].西安：西安電子科技大學(xué),，2011.

[9] 鞠青云，湯亮,，栗新偉,，等.一種用于銣原子鐘的低相位噪聲壓控振蕩器[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2016,，42(11)：84-87.

[10] WARD P,，DUWEL A.Oscillator phase noise systematic construction of an analytical model encompassing nonlinearity[J].IEEE Transaction Ultrasonic Ferroelectric Freqency Control，2011,，58(1)：195-205.

[11] TASIC A,，SERDIJN W A，LONG J R.Spectral analysis of phase noise in bipolar LC-oscillator-theory,，verification and design[J].IEEE Transactions on Circuits and System I：Regular Papers,，2010，57(4)：737-751.

[12] TRAVERSA F L,，BONANI F.Frequency-domain evaluation of the adjoint Floquet eigenvector for oscillator noise characterization[J].IET Circuits,，Devices & Systems，2011,，5(1)：46-51.

[13] SUH I,，ROBLIN P.Model comparison for 1/f noise in oscillators with and without AM to PM noise conversion[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2011,，59(12)：3129-3145.

[14] 鄭曉光.相位噪聲測(cè)量系統(tǒng)的設(shè)計(jì)[D].南京：東南大學(xué),，2016.

[15] 郝燕，趙愛萍,，陳穎鳴.接收機(jī)下變頻噪聲系數(shù)測(cè)試方法研究[J].時(shí)間頻率學(xué)報(bào),，2016，39(2)：104-110.

作者信息:

李夏琴

(中國(guó)西南電子技術(shù)研究所,，四川 成都610036)