許多系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員使用Σ-Δ型 ADC 和 RTD（電阻式溫度檢測(cè)器）進(jìn)行溫度測(cè)量，但實(shí)現(xiàn) ADC 數(shù)據(jù)手冊(cè)中規(guī)定的高性能時(shí)有困難,。例如,，一些設(shè)計(jì)人員可能只能從 16 位至 18 位 ADC 獲得 12 至 13 個(gè)無噪聲位。本文介紹的前端技術(shù)能夠使設(shè)計(jì)人員在其系統(tǒng)設(shè)計(jì)中獲得 16 個(gè)以上的無噪聲位,。

    在比率式測(cè)量中使用 RTD 有一定優(yōu)勢(shì),，因?yàn)樗芟?lì)電流源的精度和漂移等誤差源。下面是 4 線 RTD 比率式測(cè)量的典型電路,。4 線式配置的優(yōu)勢(shì)是可消除由引腳電阻產(chǎn)生的誤差,。

    不同模擬前端設(shè)計(jì)的優(yōu)異解析

    圖 1. 4 線 RTD 比率式測(cè)量電路。

    我們可以從上述電路推導(dǎo)出下面兩個(gè)公式：

    不同模擬前端設(shè)計(jì)的優(yōu)異解析

    當(dāng) ADC 工作在雙極性差分模式時(shí),，計(jì)算 RTD 電阻（RRTD）的通用表達(dá)式如下所示：

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    其中：

    CodeRTD 為 ADC 碼,。

    CodeADC_Fullscale 為 ADC 滿量程代碼。

    RTD 的測(cè)量電阻值理論上僅與基準(zhǔn)電阻的精度和漂移相關(guān),。 通常,，RREF 為精確的低漂移電阻，精度為 0.1%,。

    當(dāng)工程師使用此類電路設(shè)計(jì)產(chǎn)品時(shí),，他們會(huì)在模擬輸入和外部基準(zhǔn)電壓源引腳前添加一些電阻和電容，以獲得低通濾波和如圖 2 所示的過電壓保護(hù),。在本文中,，我們將展示選擇合適的電阻和電容以獲得更好的噪聲性能時(shí)應(yīng)該考慮的因素。

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    圖 2. 典型 4 線 RTD 比率式測(cè)量電路,。

    從圖 2 中可以看出,，R1、R2,、C1,、C2 和 C3 用作為差分和共模電 壓信號(hào)提供衰減的一階低通 RC 濾波器。R1 和 R2 的值應(yīng)相同,， C1 和 C2 的值也選擇相同的值,。同樣，R3,、R4,、C4、C5 和 C6 用 作參考路徑的低通濾波器,。

    共模低通 RC 濾波器

    圖 3 所示為共模低通濾波器等效電路,。

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    圖 3. 共模低通濾波器。

    因?yàn)?a 點(diǎn)的共模電壓等于 b 點(diǎn)的電壓,，所以沒有電流流過 C3,。 因此，共模截止頻率可表示為：

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    差分模式低通 RC 濾波器

    為了更好地理解差分信號(hào)的低通 RC 濾波器截止頻率,，可將圖 4 中的 C3 電容視作圖 5 中的兩個(gè)獨(dú)立電容：Ca 和 Cb,。

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    圖 4. 差分模式低通濾波器。

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    圖 5. 差分模式低通濾波器等效電路。

    圖 5 中,，差分模式截止頻率為：

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    通常,，C3 的值是 Ccm 的值的 10 倍。這是為了降低 C1 和 C2 不一致 產(chǎn)生的影響,。例如,，如圖 6 所示，ADI 電路筆記 CN-0381 中使 用模擬前端設(shè)計(jì)時(shí),，差分信號(hào)的截止頻率約為 800 Hz,，共模 信號(hào)的截止頻率約為 16 kHz。

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    圖 6. 使用 AD7124 進(jìn)行 RTD 測(cè)量的模擬輸入配置,。

    電阻和電容考慮

    除了作為低通濾波器的一部分外,，R1 和 R2 還可提供過電壓保 護(hù)。如果圖 6 中的 AD7124-4 AIN 引腳前使用的是 3 kΩ電阻,，則最高可保護(hù) 30 V 接線錯(cuò)誤,。不建議在 AIN 引腳前使用更大的電阻，原因有二,。第一,，它們將產(chǎn)生更大的熱噪聲。第二,，AIN 引腳具有輸入電流,，電流將流經(jīng)這些電阻并引入誤差。這些輸入電流的大小不是恒定值,，不匹配的輸入電流將產(chǎn)生噪聲,，并且噪聲將隨電阻值增大而增大。

    電阻和電容值對(duì)確定最終電路的性能至關(guān)重要,。設(shè)計(jì)人員需要理解其現(xiàn)場(chǎng)要求,，并根據(jù)上述公式計(jì)算電阻和電容值。對(duì)于具有集成激勵(lì)電流源的 ADI Σ-Δ型 ADC 器件和精密模擬微控 制器,，建議在 AIN 和基準(zhǔn)電壓源引腳前使用相同的電阻和電容值,。這種設(shè)計(jì)可確保模擬輸入電壓始終與基準(zhǔn)電壓成比例， 并且激勵(lì)電流的溫度漂移和噪聲所引起的模擬輸入電壓的任何誤差,，都可通過基準(zhǔn)電壓的變化予以補(bǔ)償,。

    用比率式測(cè)量法測(cè)得的 ADuCM360 噪聲性能

    ADuCM360 是完全集成的 3.9 kSPS、24 位數(shù)據(jù)采集系統(tǒng),，在單芯片上集成雙路高性能多通道Σ-Δ型 ADC,、32 位 ARM? Cortex?-M3 處理器和 Flash/EE 存儲(chǔ)器。同時(shí)還集成了可編程增益儀表放大器,、精密帶隙基準(zhǔn)電壓源,、可編程激勵(lì)電流源,、靈活的多路復(fù)用器以及其它許多特性。它可與電阻式溫度傳感器直接連接,。

    使用 ADuCM360 進(jìn)行 RTD 測(cè)量時(shí),，REF–引腳通常接地，因此圖 2 中的 R4 和 C5 無電流通過,，可將其移除,。C4 和 C6 并聯(lián)一起,。 由于 C4 遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于 C6,，因此可忽略。最后便可得到簡單的模擬 前端電路,，如圖 7 所示,。

    不同模擬前端設(shè)計(jì)的優(yōu)異解析

    圖 7. 用于 RTD 測(cè)量的 ADuCM360 模擬前端電路。

    表 1 列出了模擬和參考輸入路徑前具有匹配和不匹配濾波器時(shí) 的噪聲水平,。使用 100 Ω精密電阻代替 RRTD,，以測(cè)量 ADC 輸入 引腳上的噪聲電壓。RRef 的值為 5.62 kΩ,。

    Table 1. Noise Test Results

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    從表 1 我們可以看出,，使用 R1 和 R2 的值與 R3 相同的匹配模擬前 端電路時(shí)，噪聲與不匹配電路相比降低約 0.1 μV 至 0.3 μV,，這 意味著 ADC 無噪聲位的數(shù)量增加約 0.25 位至 16.2 位,，ADC PGA 增益為 16。